CN113541641B - 一种小型宽带全360°反射型移相器 - Google Patents

一种小型宽带全360°反射型移相器 Download PDF

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CN113541641B CN202110804474.1A CN202110804474A CN113541641B CN 113541641 B CN113541641 B CN 113541641B CN 202110804474 A CN202110804474 A CN 202110804474A CN 113541641 B CN113541641 B CN 113541641B
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Abstract

本发明公开了小型宽带全360°反射型移相器，具体方案为：包括平行耦合线加载电容构成的第一部分电路，并联谐振反射负载构成第二部分电路和两个50欧姆输入/输出传输线；通过实现两次并联谐振达到了全360°的相移，电容加载平行耦合线耦合器拓宽带宽，二极管串联电感结构增大了二极管的调谐比；本装置可以实现全360°相移，具有宽频带、小尺寸、中等插入损耗的优点。此外，该移相器结构简单、容易加工，适于广泛推广。

Description

一种小型宽带全360°反射型移相器
技术领域
本发明涉及一种射频电路与微波通信技术领域，尤其涉及一种小型宽带全360°反射型移相器。
背景技术
随着无线电技术水平的不断提升和射频集成电路的发展，相控阵技术在诸多方面得到了广泛应用，主要用于执行波束形成和空间滤波，从而提高发射机的等效各向同性辐射功率，抑制干扰并提高接收机的信噪比。相控阵系统的每个阵元需要一个移相器来调节该阵元的信号相位，移相器的性能决定了相控阵系统进行波束赋形和波束扫描的性能，因此移相器在相控阵系统中起着关键作用。高性能移相器应具有宽带、低插入损耗、宽相移范围、密集相移角和尺寸小的特点。
移相器分为有源移相器和无源移相器，与有源移相器相比，无源移相器具有低功耗和线性度高的特点，而无源移相器的实现方式通常为开关型和反射型。其中，开关型移相器通过不同移相单元的导通关断改变相位，本质上是数字移相器，不能获得连续密集的相移角，如果需要大量的相位状态，它会很快变得笨重，会影响波束形成质量。反射型移相器属于模拟型移相器，通过调节反射负载可以获得连续的相位状态，结构简单，被广泛应用。
然而，传统反射型移相器大都基于分支线耦合器和耦合线，基于分支线耦合器的移相器带宽较窄、尺寸较大，而基于耦合线的移相器虽然带宽较宽，但制作困难；除此之外，在反射负载方面，现有技术包括纯变容二极管负载和谐振负载。纯变容二极管移相范围小，需要并联多个变容二极管来增大移相范围，无疑增大了电路尺寸；谐振负载包括C-L型、Π型谐振负载，很难实现全360°相移，若要实现全360°的相移，需要实现三次及以上次数的谐振，然而这样引入了过多的插入元件，会增大移相器的插入损耗，并且随着谐振次数的增加带宽会减小，不利于相控阵的波束扫描。为了解决上述问题，发明了一种基于电容加载平行耦合线的小型宽带全360°反射型移相器，此移相器负载采用了并联谐振。
发明内容
根据现有技术存在的问题，本发明公开了一种小型宽带全360°反射型移相器，通过对反射负载和耦合器结构的调整，提高了反射型移相器的移相性能和带宽性能，缩小了尺寸，在一定程度上降低了插入损耗，使移相器的各个指标达到了一个平衡的状态。具体方案为：包括电容加载平行耦合线、并联谐振反射负载和50欧姆输入/输出传输线；
所述电容加载平行耦合线包括第一段平行耦合线、第二段平行耦合线、第三段平行耦合线、第四段平行耦合线、第一跨接电容、第二跨接电容、第三跨接电容和第四跨接电容；所述第一段平行耦合线、第二段平行耦合线、第三段平行耦合线和第四段平行耦合线依次连接；所述第一跨接电容位于第一段平行耦合线左端、所述第二跨接电容位于第一段平行耦合线右端、所述第三跨接电容位于第四段平行耦合线左端、所述第四跨接电容位于第四段平行耦合线右端；
所述并联谐振反射负载包括结构相同的第一并联谐振反射负载和第二并联谐振反射负载；所述第一并联谐振反射负载与第一段平行耦合线的左下端连接；所述第二并联谐振反射负载与第四段平行耦合线的右下端连接；所述第一并联谐振反射负载包括第一串联电感、第二串联电感、串联变容二极管和并联变容二极管；所述第一串联电感的左端与串联变容二极管的正极连接并接地；所述第一串联电感的右端与第二串联电感的右端、并联变容二极管的负极连接；所述串联变容二极管的负极与第二串联电感的左端连接；所述并联变容二极管的正极接地；
所述50欧姆输入/输出传输线包括输入端50欧姆传输线和输出端50欧姆传输线；所述输入端50欧姆传输线的左端与输入端口连接、右端与第一段平行耦合线的左上端连接；所述输出端50欧姆传输线的右端与输出端口连接、左端与第四段平行耦合线的右上端连接；
进一步地，所述第一段平行耦合线、第二段平行耦合线、第三段平行耦合线、第四段平行耦合线的电长度均相等；所述第一跨接电容与第四跨接电容容值相同；所述第二跨接电容与第三跨接电容容值相同；所述第一串联电感、第二串联电感的感值不同；所述串联变容二极管和并联变容二极管的型号及供电电压相同；
进一步地，通过调节所述串联变容二极管和并联变容二极管的供电电压，从而调节所述串联变容二极管和并联变容二极管的容值，实现全360°的相移。
进一步地：所述串联变容二极管和并联变容二极管容值的调节范围与所述第一串联电感和第二串联电感的取值相关。
进一步地，所述的一种小型宽带全360°反射型移相器的设计方法，包括以下步骤：
步骤1：将反射负载和平行耦合线分为两部分来分析，平行耦合线的等效阻抗为Z0，令反射负载的总阻抗为ZL，反射负载包含三条支路，阻抗分别为Z1、Z2、Z3，则ZL＝Z1//Z2//Z3；其中Z1＝jωL1，
Figure BDA0003165082040000031
ω＝2πf，Z0为输入/输出端口的特性阻抗和平行耦合线等效阻抗；L1为第一串联电感的电感值，L2为第二串联电感的电感值，Rs是变容二极管的寄生电阻，C是变容二极管的电容值。
步骤2：将ZL和Z0带入反射系数
Figure BDA0003165082040000032
中，可得
Figure BDA0003165082040000033
该反射型移相器最大相移Δφ为|φmax-φmin|，插入损耗|S21|＝-20lg|Γ|。
其中T1＝-ω4L1L2RSC2+2ω2L1RSC-Z0(ω2C(2L1+L2)+ω2C2RS 2-ω4L1L2C2-1)；
T2＝ω3L1RS 2C2+ω3L1L2C-ωL1-Z0(ω3RSC2(2L1+L2)-2ωCRS)；
T3＝-ω4L1L2RSC2+2ω2L1RSC+Z0(ω2C(2L1+L2)+ω2C2RS 2-ω4L1L2C2-1)；
T4＝ω3L1RS 2C2+ω3L1L2C-ωL1+Z0(ω3RSC2(2L1+L2)-2ωCRS)；
φmax是最大容值处的相移,φmin是最小容值处的相移。根据Δφ和|S21|的表达式，可画出第一串联电感和第二串联电感取不同值时，最大相移和插入损耗随二极管电容值的变化曲线，当相移和插入损耗达到平衡时，选取合适的电感值。
由于采用了以上方案，本发明提出的一种小型宽带全360°反射型移相器可以实现全360°相移，具有宽频带，小尺寸，中等插入损耗的优势，此外还具有结构简单，便于加工、成本低等优点，可以广泛应用于无线通信系统中。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明所述小型宽带全360°反射型移相器的结构示意图；
图2是本发明所述小型宽带全360°反射型移相器的移相性能曲线；
图3是本发明所述小型宽带全360°反射型移相器的回波损耗曲线；
图4是本发明所述小型宽带全360°反射型移相器的插入损耗曲线；
图中：11、第一段平行耦合线，12、第二段平行耦合线，13、第三段平行耦合线，14、第四段平行耦合线，111、第一跨接电容，121、第二跨接电容，131、第三跨接电容，141、第四跨接电容，21、第一并联谐振反射负载，211、第一串联电感，212、第二串联电感，213、串联变容二极管，214、并联变容二极管，22、第二并联谐振反射负载，31、输入端50欧姆传输线，32、输出端50欧姆传输线。
具体实施方式
为使本发明的技术方案和优点更加清楚，下面结合本发明实施例中的附图，对本发明进一步详细描述。应该理解，这些描述只是示例性的，并非要限制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要的混淆本发明的概念。
图1为本发明一种小型宽带全360°反射型移相器结构示意图，本实例的反射型移相器可以包括：平行耦合线、并联谐振负载、两个50欧姆匹配端口和跨接电容；
进一步地，所述第一段平行耦合线11、第二段平行耦合线12、第三段平行耦合线13和第四段平行耦合线14依次连接；所述第一跨接电容111位于第一段平行耦合线11左端、所述第二跨接电容121位于第一段平行耦合线11右端、所述第三跨接电容131位于第四段平行耦合线14左端、所述第四跨接电容141位于第四段平行耦合线14右端；
进一步地，所述并联谐振反射负载包括结构相同的第一并联谐振反射负载21和第二并联谐振反射负载22；所述第一并联谐振反射负载21与第一段平行耦合线11的左下端连接；所述第二并联谐振反射负载22与第四段平行耦合线14的右下端连接；
进一步地，所述第一并联谐振反射负载21包括第一串联电感211、第二串联电感212、串联变容二极管213和并联变容二极管214；所述第一串联电感211的左端与串联变容二极管213的正极连接并接地；所述第一串联电感211的右端与第二串联电感212的右端、并联变容二极管214的负极连接；所述串联变容二极管213的负极与第二串联电感212的左端连接；所述并联变容二极管214的正极接地；
进一步地，所述50欧姆输入/输出传输线包括输入端50欧姆传输线31和输出端50欧姆传输线32；所述输入端50欧姆传输线31的左端与输入端口、(即图中的端口1)连接、右端与第一段平行耦合线11的左上端连接；所述输出端50欧姆传输线32的右端与输出端口(即图中的端口2)连接、左端与第四段平行耦合线14的右上端连接；
进一步地，所述第一段平行耦合线11、第二段平行耦合线12、第三段平行耦合线13、第四段平行耦合线14的电长度均相等；所述第一跨接电容111与第四跨接电容141容值相同；所述第二跨接电容121与第三跨接电容131容值相同；所述第一串联电感211、第二串联电感212的感值不同；所述串联变容二极管213和并联变容二极管214的型号及供电电压相同；
进一步地，通过调节所述串联变容二极管213和并联变容二极管214的供电电压，从而调节所述串联变容二极管213和并联变容二极管214的容值，实现全360°的相移。
进一步地，所述串联变容二极管213和并联变容二极管214容值的调节范围与所述第一串联电感211和第二串联电感212的取值相关。
具体来说，本实施例中，第一串联电感211、第二串联电感212和串联变容二极管213构成了一个并联谐振回路，其中第二串联电感212增大了串联变容二极管的调谐范围，使该部分反射负载在有限的调谐范围获得更大的相移；然而，一个并联谐振回路达不到全360°相移，在此基础上，又并联了一个相同规格的并联变容二极管214，随着串联变容二极管213容值逐渐增大，第一并联谐振回路整体为感性，等效为一个电感，与并联变容二极管214构成了第二并联谐振回路，两个并联谐振回路的运用达到了全360°的相移。在此结构中第一串联电感211和第二串联电感212并无一个最佳值，通过对两个电感进行不同的赋值来观察最大相移和插入损耗曲线的变化，直到二者达到平衡。
由图1可以计算整个电路的反射系数，得到本发明中反射型移相器的设计公式，求解步骤如下：
步骤1：将反射负载和平行耦合线分为两部分来分析，平行耦合线的等效阻抗为Z0，令反射负载的总阻抗为ZL，反射负载包含三条支路，阻抗分别为Z1、Z2、Z3，则ZL＝Z1//Z2//Z3；其中Z1＝jωL1，
Figure BDA0003165082040000061
ω＝2πf，Z0为输入/输出端口的特性阻抗和平行耦合线等效阻抗；L1为第一串联电感211的电感值，L2为第二串联电感212的电感值，Rs是变容二极管的寄生电阻，C是变容二极管的电容值。
步骤2：将ZL和Z0带入反射系数
Figure BDA0003165082040000062
中，可得
Figure BDA0003165082040000063
该反射型移相器最大相移Δφ为|φmax-φmin|，插入损耗|S21|＝-20lg|Γ|。
其中T1＝-ω4L1L2RSC2+2ω2L1RSC-Z0(ω2C(2L1+L2)+ω2C2RS 2-ω4L1L2C2-1)；
T2＝ω3L1RS 2C2+ω3L1L2C-ωL1-Z0(ω3RSC2(2L1+L2)-2ωCRS)；
T3＝-ω4L1L2RSC2+2ω2L1RSC+Z0(ω2C(2L1+L2)+ω2C2RS 2-ω4L1L2C2-1)；
T4＝ω3L1RS 2C2+ω3L1L2C-ωL1+Z0(ω3RSC2(2L1+L2)-2ωCRS)；
φmax是最大容值处的相移,φmin是最小容值处的相移。根据Δφ和|S21|的表达式，可画出第一串联电感211和第二串联电感212取不同值时，最大相移和插入损耗随二极管电容值的变化曲线，当相移和插入损耗达到平衡时，选取合适的电感值。
在本发明的具体实施例中，该反射型移相器的中心频率为2.0GHz，电容加载平行耦合线每段平行耦合线电长度为22.5°，选取第一跨接电容111和第四跨接电容141为0.8pF，第二跨接电容121和第三跨接电容131为1.5pF；选取L1＝10nH，L2＝8.2nH，电容C的范围为0.35pF～3.2pF，根据所选取的参数设计本发明小型宽带全360°反射型移相器。
如图2所示，本发明提出的小型宽带全360°反射型移相器在示例中心频率2.0GHz处，当电容的变化范围为0.35pF～3.2pF时，相移可以达到421°；如图3所示，最小回波损耗为19.77dB；如图4所示，最大插入损耗为2.04dB，说明本发明提出的移相器可以达到全360°的相移，具有良好的回波损耗和插入损耗，在1.74GHz到2.27GHz范围内，回波损耗|S11|≤-10dB，计算相对带宽为26.5％，说明本发明提出的反射型移相器具有良好的带宽。
本实施例采用的技术指标如下：
中心频率：2.0GHz；
实现相移：>360°；
带宽：|S11|≤-10dB；
回波损耗：>10dB。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种小型宽带全360°反射型移相器，其特征在于包括：电容加载平行耦合线、并联谐振反射负载和50欧姆输入/输出传输线；
所述电容加载平行耦合线包括从左至右依次排列的第一段平行耦合线(11)、第二段平行耦合线(12)、第三段平行耦合线(13)、第四段平行耦合线(14)以及第一跨接电容(111)、第二跨接电容(121)、第三跨接电容(131)和第四跨接电容(141)；所述第一段平行耦合线(11)、第二段平行耦合线(12)、第三段平行耦合线(13)和第四段平行耦合线(14)依次顺次连接；所述第一跨接电容(111)位于第一段平行耦合线(11)的一端、所述第二跨接电容(121)位于第一段平行耦合线(11)的另一端、所述第三跨接电容(131)位于第四段平行耦合线(14)一端、所述第四跨接电容(141)位于第四段平行耦合线(14)的另一端；
所述并联谐振反射负载包括结构相同的第一并联谐振反射负载(21)和第二并联谐振反射负载(22)；所述第一并联谐振反射负载(21)与第一段平行耦合线(11)的左下端连接；所述第二并联谐振反射负载(22)与第四段平行耦合线(14)的右下端连接；所述第一并联谐振反射负载(21)包括第一串联电感(211)、第二串联电感(212)、串联变容二极管(213)和并联变容二极管(214)；所述第一串联电感(211)的左端与串联变容二极管(213)的正极连接并接地；所述第一串联电感(211)的右端与第二串联电感(212)的右端、并联变容二极管(214)的负极连接；所述串联变容二极管(213)的负极与第二串联电感(212)的左端连接；所述并联变容二极管(214)的正极接地；
所述50欧姆输入/输出传输线包括输入端50欧姆传输线(31)和输出端50欧姆传输线(32)；所述输入端50欧姆传输线(31)的左端与输入端口连接、输入端50欧姆传输线(31)的右端与第一段平行耦合线(11)的左上端连接；所述输出端50欧姆传输线(32)的右端与输出端口连接、输出端50欧姆传输线(32)的左端与第四段平行耦合线(14)的右上端连接。
2.根据权利要求1所述的一种宽带全360°反射型移相器，其特征在于：所述第一段平行耦合线(11)、第二段平行耦合线(12)、第三段平行耦合线(13)、第四段平行耦合线(14)的电长度均相等；所述第一跨接电容(111)与第四跨接电容(141)容值相同；所述第二跨接电容(121)与第三跨接电容(131)容值相同；所述第一串联电感(211)、第二串联电感(212)的感值不同；所述串联变容二极管(213)和并联变容二极管(214)的型号及供电电压相同。
3.根据权利要求1所述的一种宽带全360°反射型移相器，其特征在于：通过调节所述串联变容二极管(213)和并联变容二极管(214)的供电电压、从而调节所述串联变容二极管(213)和并联变容二极管(214)的容值实现全360°的相移。
4.根据权利要求1所述的一种宽带全360°反射型移相器，其特征还在于：所述串联变容二极管(213)和并联变容二极管(214)容值的调节范围与所述第一串联电感(211)和第二串联电感(212)的取值相关。
5.一种宽带全360°反射型移相器的设计方法，其特征在于包括如下步骤：
步骤1：将反射负载和平行耦合线分为两部分来分析，平行耦合线的等效阻抗为Z0，令反射负载的总阻抗为ZL，反射负载包含三条支路，阻抗分别为Z1、Z2、Z3，则ZL＝Z1//Z2//Z3；其中Z1＝jωL1，
Figure FDA0003165082030000021
ω＝2πf，Z0为输入/输出端口的特性阻抗和平行耦合线等效阻抗；L1为第一串联电感(211)的电感值，L2为第二串联电感(212)的电感值，Rs是变容二极管的寄生电阻，C是变容二极管的电容值；
步骤2：将ZL和Z0带入反射系数
Figure FDA0003165082030000022
中，获得
Figure FDA0003165082030000023
该反射型移相器最大相移Δφ为|φmax-φmin|，插入损耗|S21|＝-20lg|Γ|；
其中T1＝-ω4L1L2RSC2+2ω2L1RSC-Z0(ω2C(2L1+L2)+ω2C2RS 2-ω4L1L2C2-1)；
T2＝ω3L1RS 2C2+ω3L1L2C-ωL1-Z0(ω3RSC2(2L1+L2)-2ωCRS)；
T3＝-ω4L1L2RSC2+2ω2L1RSC+Z0(ω2C(2L1+L2)+ω2C2RS 2-ω4L1L2C2-1)；
T4＝ω3L1RS 2C2+ω3L1L2C-ωL1+Z0(ω3RSC2(2L1+L2)-2ωCRS)；
φmax是最大容值处的相移,φmin是最小容值处的相移，根据Δφ和|S21|的表达式，画出第一串联电感(211)和第二串联电感(212)取不同值时，最大相移和插入损耗随二极管电容值的变化曲线，当相移和插入损耗达到平衡时，选取合适的电感值。
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360°反射式移相器设计;白维达;张德伟;邓海林;高勇;;信息工程大学学报(第01期);全文 *
用于智能天线测试的低成本可调功分移相电路设计;李婵娟;傅世强;邵特;;电子测量技术(第04期);全文 *

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