CN113497746B - 现场总线发射/接收器接口、具有接口的系统和编码方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及现场总线发射/接收器接口、具有接口的系统和编码方法。用于现场设备或控制中心的现场总线发射器接口包括计算单元、数字门、模拟传输滤波器和发射器接口输出端。计算单元连接到数字门，数字门连接到模拟传输滤波器，模拟传输滤波器连接到发射器接口输出端。计算单元包括脉冲宽度调制器和脉冲宽度调制器时钟，脉冲宽度调制器时钟生成次级信号，次级信号通过占空比被编码，占空比通过脉冲宽度调制器时钟随时间变化，并且脉冲宽度调制器将次级信号与载波信号叠加，以生成频率小于150kHz的数字传输信号。数字门和模拟发射滤波器将数字传输信号转换为模拟回路信号。发射器接口输出端连接到远程站，以将模拟回路信号传输到远程站。

Description

现场总线发射/接收器接口、具有接口的系统和编码方法

技术领域

本发明涉及一种现场总线发射器接口、一种现场总线接收器接口和一种具有这两个接口的系统，以及一种用于现场总线发射器接口的编码方法。

背景技术

在过程分析领域的工业工厂中，使用现场设备来测量化学过程的各种参数，例如，通过现场设备中存在的测量电子设备进行测量。现场设备将测量的参数传达给控制中心，以分析和监视过程。称为HART(可寻址远程传感器高速通道)的用于开发工业现场总线的标准化通信系统，被用于在现场设备和控制中心之间进行通信。

HART促进多个现场设备经由公共数据总线的数字通信。为了使现场设备和控制中心能够经由HART传输和接收数据，两者都必须包含现场总线接口。现场总线接口使得现场设备与控制中心之间能够进行数字/模拟混合通信。图1和图2示出了用于例如4mA至20mA之间的模拟频带AB中的模拟通信的模拟信号，以及用于例如1200Hz至2200Hz之间的数字频带DB中的数字通信的数字信号。例如，模拟信号指示传感器的测量值。例如，数字信号指示传感器特定的设备信息。

对于这样的混合通信，使用具有波特率例如为1200BAUD的异步串行接口，编码信息，诸如开始位、停止位、数据位和奇偶校验位(参见图3中的数字信号，虚线)。这样的经编码信号被称为数字UART信号。

对于混合通信，基于简称为FSK方法的“移频键控”使用与数字UART信号相对应的编码，当在如图3中的一个模拟正弦信号(不间断线)表示的数字信号的电平改变期间保持相位位置时，该方法在较高和较低载波频率之间切换。通常使用1200Hz至2200Hz的载波频率。为了简化目的，在本文件中我们将这样的频率调制信号称为正弦信号或载波信号。对于符合HART现场总线标准的FSK编码的UART信号，重要的是，在频率改变或数据位改变期间，模拟正弦信号的相位必须稳定地连续，并且不得失真。这意味着模拟信号的信号曲线中不得存在跳变，并且必须避免频率改变期间信号的相移。

通常，现场设备具有两条线路，这两条线路形成电流回路并用于与控制中心的数据传输并可能用于能量供应(所谓的两线设备)。在一些情况下，电力供应和数据传输是经由单独的电流回路发生的。在这些情况下，第一电流回路用于电力供应，而单独的电流回路用于数据传输(所谓的四线设备)。

在用于潜在爆炸区域的所谓本质安全现场设备中，出于安全原因，能量供应和数据传输通常仅经由一个电流回路发生，也就是说，仅经由两条线路发生。在这样的现场设备中可用于操作的功率尤其出于安全原因而受到严格限制，具体地是限于典型的最大约为40mW。

除了用于控制接口的电路外，现场总线设备通常还具有所谓的微控制器模块，微控制器模块准备数字数据，以经由现场总线接口进行混合通信，以进行传输和接收操作。通常，这样的微控制器不是专门为这种现场总线任务设计的，并且通常不允许直接连接到所谓的“物理层”上的现场总线接口的电路，也就是说，它们不包括被专门设计成以其模拟形式(经FSK编码的)输出HARD UART数据信号的硬件模块。通常，还存在可以以其数字形式生成和读取UART信号的硬件组件，即所谓的UART接口。例如，通常在微控制器中不将例如将适合生成或解码1200Hz/2200Hz FSK正弦信号并且可以连接到UART的解调器或调制器电路设置为硬件。

通常，在现场总线标准中，在“物理层”测试和软件协议测试之间的一致性测试中有所区别，其中，在其FSK实施例中，“物理层”测试包括所有电气测量，尤其是UART信号的模拟编码波形。

已知的现场总线接口使用专用调制解调器电路或可编程逻辑芯片(例如，所谓的现场可编程门阵列，也称为FPGA)内的电路来对HART现场总线信号进行编码/解码。

后一种解决方案(例如，FPGA)通常具有高能量需求。基于调制解调器电路的解决方案通常需要大量的数字数据线以用于各种信号，诸如用于处理模拟FSK信号的载波检测信号(也称为CD)、回路信号、用于传输电子设备的激活信号等，因此，可能增加所需的光耦合器或数字发射器的数量。因而，在某些情况下，对于潜在爆炸区域，不能保持现场设备中40mW的限定能量需求。与使用特定调制解调器芯片或可编程逻辑电路(例如，FPGA)相关联的另一缺点在于与之相关联的高成本。

假定使用相应的控件，例如，正弦信号，许多但不是全部的微控制器能够通过数模转换器生成模拟输出信号。然而，与使用HART传输电路有关的缺点在于，微控制器中的这样的硬件组件通常对模拟输出信号的输出的电流要求比对数字逻辑信号的输出的电流要求高得多。通常，原因在于对于模拟输出信号，必须考虑模拟驱动器阶段的电流要求。

然而，实际上，现有技术中的所有微控制器都包括用于脉冲宽度调制(简称为PWM)的所谓的PWM单元，PWM单元可以用于生成具有可参数化的占空比的数字输出信号。在这种情况下，占空比表示数字传输信号在1级和0级的停留时间的持续时间之比。

这样的脉冲宽度调制器的共同之处在于，它们以例如8MHz的基本时钟进行操作。基本时钟通常与微控制器的中央处理单元(称为CPU)的时钟频率相同。通常，微控制器还具有最大值为M的计数器。计数器的输出值随基本时钟的时钟频率增加或减少，频率由计数器的计数方向预确定。当达到最大值M时，通常改变计数方向或将计数器值重置为零。因而，最大值M参数化分频系数N。

通常，脉冲宽度调制器还包含比较单元，比较单元将计数器的输出值的大小与比较值V进行比较。取决于比较结果，可以将逻辑线路选择性地设置为1级或0级。

取决于参数化的分频系数N，结合比较值V，得到数字输出信号，数字输出信号的占空比由相对于最大值M的比较值V设置，并且其频率由基本时钟和分频系数N定义。

定义占空比的脉冲宽度调制器的设置在下文以术语“占空比参数化”进行概述。在许多应用中，使用恒定的分频系数N并通过对比较值V编程来执行占空比参数化。

应注意，脉冲宽度调制器的占空比通常只能在不连续的阶段进行调节。在0…N阶段(具有给定的分频系数N)的占空比的细粒度参数化需要高分频系数N，因而需要低PWM输出时钟频率。

在这一点上，脉冲宽度调制器例如不同于sigma-delta调制器，诸如可以容易地在例如FPGA中实现。

对于具有根据HART标准的混合通信的现场设备，除了经由FSK信号编码的UART通信外，还例如经由模拟频段中的4至20mA之间的回路电流(参见图1和图2)，发生了数据信号的纯模拟传输。

为此目的，常规现场设备具有用于电流回路接口的电路，如图4中概述的。电流回路接口特别具有例如将由HART调制解调器电路输出的模拟信号(例如，作为具有例如在-0.5V和+0.5V之间的电平的经电压编码的FSK正弦信号)，与对期望的回路直流(例如，0.4V，4mA)进行编码并通过例如4mA直流+/-0.5mA FSK正弦的回流电流中的电流源/电流吸收器将该电流转换成回路电流的信号，进行组合的任务。

在接收侧上，电流回路接口电路的电路任务在于将在电流回路的两个导体上测量的电压和电流转换成低频模拟信号和模拟FSK接收信号，每个信号均具有例如适于HART调制解调器的电压信号电平。

HART通信系统是在例如控制中心S2和传感器现场设备S1(参见图5)的至少两个远程站之间执行的，两个远程站在通信协议中均被赋予主或从角色，因此具有略微不同的电流回路接口电路设计。特别地，通常，它们在电流回路端子处具有不同的输出阻抗。例如，在其中控制中心为HART主设备的低阻抗设备与其中传感器为HART从设备的高阻抗设备之间进行区分。有关详细信息特别，请参见HART现场总线接口规范或对应数据手册中HART调制解调器的制造商指定的低阻抗和高阻抗设备的示例电路(例如，参见Analog DevicesIncorporate:https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/ad5700_5700-1.pdf)。

在现场设备中使用电流回路接口在电流回路和HART调制解调器之间转换信号(例如，参见图4)。例如，HART调制解调器将FSK正弦信号作为幅度为+/-1V电平的电压信号输出，在高阻抗(从)设备的电流回路接口中将该电压信号转换为电流回路中的+/-0.5mA的调制电流。在许多情况下，尤其是在传感器的情况下，由于电磁兼容性(EMC)的原因，现场设备中的电流回路接口的电路与现场电子设备中存在的测量电子设备流电分离。在这种情况下，用于控制数字现场总线接口的信号必须经由流电屏障进行引导，例如，通过昂贵的光耦合器或数字发射器引导，这些往往具有高电流需求。另外，现场总线接口的控制信号优选地应经由流电屏障以仅数字编码传输，因为与数字编码方式相比，模拟编码中的控制信号承受光耦合器更大容差和更多漂移，因而控制信号可能在模拟编码中更容易失真。因此，在没有显著额外付出的情况下，通常就无法经由流电屏障来传输具有正弦曲线的模拟电压编码的FSK HART信号。

使用HART调制解调器时的缺点在于，通常需要更大数量的控制线路来进行数字控制，如图4中所示。例如，数字UART信号必需五个数字信号：传输和接收方向(RXD，TXD)、接收载波信号检测(CD)、传输载波激活(Carrier On：载波打开)以及调制解调器激活(Enable：启用)。在每种情况下，此类数字信号都必须经由流电分离的屏障传输。另外，可选地考虑混合方法的低频分量的直接解码和直流编码所需的信号。这些通常必须经由流电屏障传输。

在现有技术中，例如在专利说明书EP 2412135 B1中，描述了一种解决方案，该解决方案显著减少了要经由流电屏障传输的信号的数量，并且在每种情况下，针对传输和接收方向，都将它们与编码方法一起在数字信号线路上传输，即低频电流回路信号和较高频FSK UART信号(传输位流和接收位流)。传输位流被传输到传输电路(可选地通过流电屏障)，并在那里被供应给门，门的输出被传递到模拟滤波器。然后，已经组合的混合HART传输信号在这样的模拟滤波器的输出处产生。HART传输信号包括对直接分量和模拟FSK传输信号进行编码的低频信号。因而，低频信号和FSK传输信号可以被共同供应给电流回路接口的电路。

然而，EP 2412135 B1中所述的编码和解码方法需要很高的计算功率，诸如可在例如可编程逻辑设备(例如FPGA)中获得的计算能力，但不在诸如尤其是在防爆、本质安全的两线现场设备情况下存在的高限制电源功率的边界条件下。

特别地，根据EP 2412135 B1的方法，传输位流中的电平改变在高频下，例如显著大于150kHz发生。在EP 2412135 B1中提出了经由具有1位输出的sigma-delta调制器(单位sigma-delta调制器)来计算这样的位流，其中，1位输出直接形成传输位流。出于实际原因，这种方法在使用常规低功耗微控制器时无法应用，因为，一方面，集成在其中的脉冲宽度调制器不能生成经sigma-delta调制的1位数据流，另一方面，对于纯基于软件的解决方案而言，所需的计算功率将过高。

电平改变的频率电平或发射位流中的过采样率对该功能很重要，因为这确定了在编码过程中FSK信号被数字噪声失真的程度。

EP 2412135 B1特别描述了一种使用二阶1位sigma-delta调制器的方法，该方法可以有利地用于增加发射位流中的噪声干扰信号，即使采样率比较低，也远远超出模拟滤波器的滤波器截止频率(参见EP 2412135 B1；图6；滤波器“F”)，以便它们充分地衰减。

为了测试符合HART现场总线标准，经由具有如图6中所示的传输特性的标准固定模拟滤波器来评估电流回路设备的输出。这样的滤波器具有在大约500Hz至5kHz之间的通带，并且仅稍微衰减例如10kHz至20kHz的频率分量。高过采样率的使用确保了在这样的临界频率范围内，滤波后的传输位流中仅包含很小的干扰信号幅度。

EP 2412135 B1已经特别声明：“为了不限制交流信号的频率范围，可以将低通滤波器的截止频率设置为高于要设置在电流回路中的交流信号的频率。则交流信号的频率范围不被低通滤波器抑制——相反，仅抑制比交流信号的频率高的频率产生的噪声(参见EP2412135 B1；第[0051]段)。此外，其中描述了技术解决方案，该技术解决方案定义了用于在有用频带中充分抑制噪声的所需频率：“另一方面，需要足够的所谓的过采样率。[...]如果使用至少64的过采样率和最多5kHz的有用频率，则时钟CLK的合理最小值约为300kHz。因而，有利地将200kHz至4MHz之间的频率用于时钟CLK”(参见EP 2412135 B1；第[0091]段)。

在传输和接收方向上都存在对高过采样频率的要求。在接收侧上，挑战在于在多级所谓的CIC滤波器(参见EP 2412135 B1，图18)的框架内以高于200kHz的位流频率执行低通滤波。特别地，用于处理1位输入数据流的CIC滤波器的前三个滤波器级的计算操作必须以位流频率，即，例如以200kHz来执行。然而，这样的计算操作在软件解决方案的范围内大大超出了低功率微控制器的性能。因而，EP 2412135 B1的解决方案也不能在功率受到极大限制的边界条件下在接收侧上使用，就像在潜在爆炸区域中使用的情况一样。

发明内容

因此，本发明的目标在于提供一种设备，该设备能够使用最小电能经由电流回路实现最大数据传输。

根据本发明的用于现场设备或控制中心的现场总线接口包括计算单元、数字门、模拟传输滤波器，以及发射器接口输出端204。计算单元被连接到数字门，数字门被连接到模拟传输滤波器，模拟传输滤波器被连接到发射器接口输出端204。计算单元包括脉冲宽度调制器和脉冲宽度调制器时钟，脉冲宽度调制器时钟适于生成次级信号，次级信号通过占空比而被编码，占空比随时间通过脉冲宽度调制器时钟而变化，并且脉冲宽度调制器适于将次级信号与载波信号叠加，以便生成频率小于150kHz的数字传输信号。

数字门和模拟发射滤波器适于将数字传输信号转换为模拟回路信号。发射器接口输出端204适于被连接到远程站，以将模拟回路信号传输到远程站。

根据本发明的设备的优点在于以低能量实现了现场设备与控制中心之间的高效且安全的数据传输。也可能省去昂贵的专用逻辑设备，诸如FPGA，由此降低配备有根据本发明的设备的系统的总成本。低过采样率导致对生成传输位流的计算功率要求降低，使得该方法即使在低功率应用中也是可行的。根据本发明的设备使得可能省去计算复杂的CIC抽取滤波器。因而可能实现具有成本效益的现场总线接口，该接口具有较低的计算功率和能量要求。此外，在经由流电屏障进行传输的情况下，数字控制线路的数量被最小化，并且省去了特定的调制解调器电路或可编程逻辑电路，因此，该设备也可用于低功率应用。

根据本发明的一个实施例，现场总线发射器接口进一步包括第一流电屏障，第一流电屏障被布置在计算单元和数字传输滤波器之间。

根据本发明的一个实施例，计算单元具有用于对输入值进行舍入的占空比调制器，占空比调制器适于将输入值转换为针对数字传输信号的对应周期进行舍入的占空比设置点值，并且适于将舍入后占空比设点置值传输到脉冲宽度调制器。

根据本发明的一个实施例，占空比调制器是多位sigma-delta调制器。占空比调制器尤其是二阶多位sigma-delta调制器。

根据本发明的一个实施例，计算单元基于直流电压设置点值和正弦设置点值来确定占空比调制器的未舍入的输入值。优选地，由直流电压设置点值和正弦设置点值之和来确定。

根据本发明的一个实施例，计算单元具有压摆率(slew rate)限制器，压摆率限制器适于限制直流电压设置点值的改变。

根据本发明的一个实施例，脉冲宽度调制器以1200Hz的波特率对次级信号进行编码。次级信号的周期持续时间是恒定的，并且数字传输信号的频率是波特率的整数倍，尤其是波特率的15倍至125倍。

根据本发明的一个实施例，计算单元具有正弦预失真滤波器。正弦预失真滤波器适于实现数字传输信号的频率相关的相移，以便补偿模拟传输滤波器的相移。

根据本发明的一个实施例，计算单元包括正弦发生器，正弦发生器适于从相位输入值输出正弦值并将其转发给占空比调制器，使得正弦值包括预失真，预失真适于补偿模拟滤波器的预确定频率相关的相移。

根据本发明的一个实施例，计算单元进一步包括存储器和直接存储器访问控制器。占空比序列被存储在存储器中，并且直接存储器访问控制器适于以占空比序列控制脉冲宽度调制器，使得其根据占空比序列来调整占空比。

根据本发明的一个实施例，模拟发射滤波器至少是三阶的，并且尤其针对在有用频带中的低相移而优化，并且尤其具有Bessel或Butterworth特征或坪特征。

根据本发明的用于处理初级信号的现场总线接收器接口包括接收器接口输入端、第一模拟预滤波器、第二模拟预滤波器、具有模数转换器的计算单元、直流减法滤波器以及正交解调器。

根据本发明的一个实施例，现场总线接收器接口进一步包括第二流电屏障，第二流电屏障被布置在接收器接口输入端和计算单元之间，并且被布置在第一模拟预滤波器和第二模拟预滤波器之间。

根据本发明的一个实施例，初级信号通过第二流电屏障以数字编码传输。

根据本发明的一个实施例，使用模拟sigma-delta调制器来转换第二模拟预滤波器的输出信号。

根据本发明的一个实施例，要解码的初级信号包含两个载波频率，尤其是1200Hz和2200Hz，并且模拟数字转换器由时钟发生器控制，该时钟发生器具有这两个载波的中心频率的整数倍，尤其是这样的中心频率的四倍，尤其是6800Hz。

根据本发明的现场总线接口包括根据本发明的现场总线发射器接口和根据本发明的现场总线接收器接口。

根据本发明的系统包括根据本发明的现场总线发射器接口和根据本发明的现场总线接收器接口。现场总线发射器接口和现场总线接收器接口经由电流回路彼此连接。

根据本发明的用于现场设备或控制中心的现场总线发射器接口的编码方法至少包括下列步骤：

-提供根据本发明的接口发射器现场总线，

-由计算单元生成作为占空比序列的次级信号的数字表示，

-将次级信号的数字表示传输到脉冲宽度调制器，

-通过脉冲宽度调制器将次级信号的数字表示转换成占空比随时间变化且频率小于150kHz的数字发射器信号，

-由数字门基于数字信号生成模拟回路信号，

-在发射器接口输出端204提供模拟回路信号。

根据本发明的一个实施例，为了生成占空比序列，使用了多位sigma-delta调制器，尤其是二阶sigma-delta调制器，尤其是具有两级反馈的sigma-delta调制器。

根据本发明的一个实施例，当生成占空比序列时，发生数字传输信号的相位的与频率有关的预失真。

附图说明

基于附图的下文说明，将更详细地解释本发明。示出了以下内容：

-图1示出了根据HART标准的来自现有技术的用于混合通信的信号的示意性表示图；

-图2示出了来自图1的信号的详细表示图；

-图3示出了根据现有技术的用于HART现场总线通信的数字UART信号和相关联的FSK信号的示例；

-图4示出了从现有技术已知的用于具有常规HART调制解调器的HART现场总线的配置；

-图5示意性地示出了从现有技术已知的并且连接到两个现场总线远程站S1和S2的电流回路；

-图6示出了用于分析现有技术的HART现场总线上的干扰水平的滤波器的示例性传输特性；

-图7示出了根据本发明的具有计算单元、流电屏障和电流回路接口的现场总线接口的示例性示意性实施例；

-图8示出了图7的现场总线接口的详细示意图；

-图9示出了根据本发明的现场总线发射器接口的视图；

-图10示出了用于对数字回路信号进行滤波的模拟传输滤波器的示例性实施例；

-图11示出了图10的模拟传输滤波器的发射特性；

-图12示出了与图10模拟传输滤波器相关联相移特性；

-图13示出了由图7中所示的现场总线发射器接口的计算单元生成数字传输信号的路径的详细示意图；

-图14示出了舍入方法的示例性实施例；

-图15示出了在没有补偿模拟滤波器的相位失真的情况下，在从2200Hz的频率到1200Hz的频率的过渡中的m个单个步骤的相位增加值的时间进程；

-图16示出了考虑到来自图12的模拟滤波器的相位失真的相应相位增加值；

-图17示出了用于针对低位和高位序列生成预失真的FSK传输信号的相位分布图；

-图18示出图17的详细视图；

-图19示出了图16的相位曲线的平滑版本；

-图20示出了用于生成的舍入PWM占空比参数化的示例性实施例；

-图21示出了与图20相关联的所生成的数字传输信号；

-图22示出了用于示例性实施例的用于图8中所示的FSK数据接收的全部模拟预滤波器的传输功能；

-图23示出了现场总线接收器接口的详细视图；

-图24示出了根据本发明的用于HART数据接收的正交解调器滤波器的示例性实施例；

-图25示出了如图21中所示的根据各种舍入方法生成的数字传输信号的输出频谱；

-图26示出了图25中所示的输出频谱的放大部分。

具体实施方式

下面将详细地描述本发明的例证性实施例。图7示出了根据本发明的现场总线接口100的实施例。现场总线接口100在这里应被理解为是指作为传输通道的现场总线发射器接口200和/或作为接收通道的现场总线接收器接口300。

本发明使得能够借助于FSK将信息编码和/或解码到正弦信号上以形成FSK信号，从而节省用于编码和/或解码的能量。将要以FSK正弦信号传输的信息可以表示为电压、数字电平或存储器内容。

在下文中，术语初级信号PR将指从现场总线接口接收到的FSK信号，术语次级信号SK将指由现场总线接口作为FSK信号传输的信息。不管FSK信号的正弦曲线在编码或解码中是否以电流、电压、数字化ADC数据的时间进程或数据位的时间进程存在，这都适用。

根据本发明的现场总线接口100使得可能将初级信号PR和/或次级信号SK有利地在现场总线接口100中的一点处作为数据位的时间进程进行编码/解码，因而可以有利地经由第一或第二流电屏障212、312传输，每种情况下仅具有单个数据电平的一次传输。因而，特别是避免了经由电流屏障的上述输入和输出线路的多样性。

现场总线接口100例如连接到传感器400，并承担HART从设备的角色。类似地，现场总线接口100也可以模拟地用作HART主设备的角色。在这种情况下，HART从设备和HART主设备在其软件接口和其硬件接口方面都不同。

如果现场总线接口100充当HART主设备，则现场总线发射器接口200具有低输出阻抗的电流回路接口101，并且适合于经由电流回路接口101上存在的电压的调制来对次级信号SK进行编码。如果现场总线接口100用作HART主设备，则经由对回路电流的调制的评估来接收初级信号PR。

典型地，现场总线接口100和相对侧之间的每个数据传输都是由从HART主设备到HART从设备的请求消息发起的。

相比之下，HART从设备具有高输出阻抗的电流回路接口101，并经由回路电流的调制来传输次级信号SK。经由对施加到电流回路接口101的电压(初级信号)的调制来检测抵达HART从设备的HART主设备的初级信号PR。HART从设备通常等待来自主设备的请求消息并对它们进行应答。

在下文中，使用测量换能器的示例来描述本发明，测量换能器用作HART从设备，其响应于远程站，这里是控制中心的请求消息(初级信号PR)将带有传感器400的测量数据的次级信号SK传输回控制中心。这两条信息都被编码为模拟回路信号AS，以在电流回路中传输。

图7示出了电流回路L的两条线路，这两条线路连接到电流回路接口101。在所示的示例中，现场总线接口100用作HART从设备，并且电流回路接口101具有高输出阻抗电源。现场总线接口100连接到电流回路L的两条线路上。

传感器400经由发射器接口输入端202连接到现场总线接口100的计算单元102，例如，微控制器。因而，测量值从传感器400被传输到计算单元102。

在图8中，计算单元102被勾勒为以虚线绘制的方框。这样的计算单元102包括处理器104(也称为CPU)、模数转换器106(也称为ADC)、脉冲宽度调制器108(也称为PWM)、以及诸如例如RAM存储器和/或ROM存储器的存储器110之类的其他组件、以及可选地包括直接存储器访问控制器112(也称为DMA)。直接存储器访问控制器112适合在没有处理器104的协作的情况下，对模数转换器106和脉冲宽度调制器108寻址。

脉冲宽度调制器108启用占空比参数化(N,n)，包括来自集合{0…N-1}的分频系数N和占空比值n，以及用于生成数字PWM信号DTX的基本操作频率f_base，即，具有f_PWM＝f_base/N的基本频率和DR＝(n/(N-1))的占空比，尤其是f_PWM在20kHz和200kHz之间的范围内的数字发射器信号133。

一方面是传感器400和计算单元102，另一方面是电流回路接口101可选地彼此流电分离。这样的流电屏障也被称为第一流电屏障212(参见图7)。优选地，第一流电屏障212被布置在现场总线接口100中以使得信号经由第一流电屏障212从计算单元102传导到远程站。第一流电屏障212例如是光耦合器或感应接口。第一流电屏障212使得能够保护传感器400或计算单元102免受过高的电流/电压。在潜在爆炸区域中，这种保护特别重要。

图8示出了具有现场总线发射器接口200和现场总线接收器接口300的现场总线接口100。用点线勾勒出仅与现场总线发射器接口200相关联的元件。用点划线勾勒出仅与现场总线接收器接口300相关联的元件。

从图8中可以看出，数字信号133由脉冲宽度调制器108在现场总线接口100的发射器方向上生成，也就是说，是由现场总线接收器接口300生成。这样的信号对关于信号数据位的时间进程的次级信号的信息进行编码。该数据位可以经由第一流电屏障212传输，更一般地也被称为信号传输，并且被提供给数字门206。这样的数字门206有利地从精确的电压基准208进行操作。然后将数字门206生成的输出电压施加到模拟传输滤波器210。因而，数字门206可以被视为1位数字模拟转换器，它将数字信号133转换为定义的模拟电压曲线。作为使用数字门206的替选方式，当然也可以使用其他合适的电路，例如基于场效应晶体管的分立电路，将数据位转换为模拟输出电压。然后，模拟传输滤波器210承担将电流回路接口101的电路中的这样的电压曲线转换成模拟回路信号AS，也就是说，转换回4mA至20mA的回路电流加上例如+/-0.5mA幅度的FSK信号的任务。

图8还示出，在现场总线接口100的接收方向上，即通过现场总线接收器接口300，存在于电流回路L上的电压，即模拟回路信号AS，被从电流回路接口101转发到第一模拟预滤波器306。特别地，第一模拟预滤波器306抑制500Hz及更低的频率。

该第一模拟预滤波器306被连接到第二流电屏障312，第二流电屏障312也更一般地被称为信号传输电路。现场总线接口100使得有可能在接收通道中，即在现场总线接收器接口300中，将初级信号PR的信息传输到计算单元102，可选地还借助于第二流电屏障312。

最初，初级信号PR的信息被编码为例如模拟电压。可以例如通过首先将模拟电压转换成数字数据位的时间进程，然后经由光耦合器等来传输该信号，实现该信号超过第二流电屏障312的传输。模拟电压到这样的数据位的转换可以通过模拟sigma-delta调制器来实现，诸如在US20120020430A1中具体化的。这样的转换生成随时间变化的数据位的进程。

在作为数据位的接收到的信号的传输之后，将接收到的信号再次转换成模拟信号(可选地通过数字门)，并在第二模拟滤波器308中处理所得的电压曲线(类似于上文所述在传输侧上，例如在现场总线发射器接口200中的程序)

特别地，在滤波器306中，在1200Hz至2200Hz的有用频带之外的干扰频率被抑制。

如果电流回路接口和微控制器被流电耦合，则也可以省去用于传输的接收到的信号的数字化，并且两个滤波器组件308和306与第二流电屏障312一起形成模拟输入滤波器。

第二模拟预滤波器308的输出信号被提供给计算单元102内的模数转换器106，并被进一步数字处理。

如果第二流电屏障312中的初级信号PR已经被数字编码为位流，则使用第二模拟预滤波器308也是有利的，因为滤波可以可选地通过模拟电路进行，与数字滤波器算法相比，模拟电路的能量需求较低。

在对共同包括现场总线发射器接口200和现场总线接收器接口300的现场总线接口100的该概述之后，下面更详细地讨论现场总线发射器接口200和与其相关联的编码方法，结果，该方法将次级信号SK的信息作为模拟回路信号AS传输到控制中心。

优选地，例如，首先将来自传感器400的数据信号传输到计算单元102。在计算单元102中从其计算出次级信号SK的数据，并通过脉冲宽度调制器108将其作为数据位的时间进程进行编码。

与EP 2412135 B1相比，提出了不执行通过1位sigma-delta调制器以高过采样率将次级信号转换成数据位的时间进程，而应将其转换成常规PWM信号，即数字传输信号133，如可以由市售的微控制器中的脉冲宽度调制器108生成的信号。

特别地，提出了以例如脉冲宽度调制器108中的逻辑电平开关的低频f，即从最多20kHz到最多200kHz的频率进行操作。在脉冲宽度调制器108中，低频相应于大PWM分频值N。

图9示出了现场总线发射器接口200所使用的编码方法的概述。例如，由分频器N＝392从16MHz的基本时钟生成40.8kHz(1200Hz的波特率的34倍)的PWM时钟。对于每个40.8kHz的PWM周期，由多位sigma-delta调制器计算新的占空比，其输出值在0至N-1＝391之间，并在脉冲宽度调制器108中进行配置。为此目的，正弦次级信号SK的正弦信号例如作为占空比的期望时间进程存储在微控制器102的存储器110中，并被传输(例如，通过DMA控制器112)到PWM时钟114。

然后在PWM时钟114的输出端输出1位数字信号、基频为40.8kHz的数字传输信号133，以及每个周期分别改变的占空比。该数字传输信号133可以被转发(可选地，使用光电耦合器或分离的发射器，经由第一流电屏障212转发)给数字门206，例如从74LVC逻辑系列转发。这样的数字门206有利地在其从精确参考电压源208输入的电源电压下操作。然后将时间平均直流电压值建立为参考电压与占空比平均值的乘积。由于占空比是纯数字信号，几乎不需要考虑其公差，因此数字门206输出处的平均模拟电压电平的精度仅受参考电压源208的公差限制。之后将数字门206的输出信号被提供给模拟传输滤波器210。该模拟传输滤波器210生成波形，除了FSK正弦信号之外，该波形还包含在电流回路L中编码的4...20mA直流的期望直流电压电平。

现场总线接口100使得可能将次级信号SK的数据与用于期望的DC回路电流的数据一起转换为脉冲宽度调制器108的占空比的时间进程，并且将这样的占空比分布传输给脉冲宽度调制器108，并在之后将数字发射器信号133转换为电流回路L中的模拟回路电流AS。

模拟传输滤波器210有利地被设计成至少第二阶的低通滤波器。模拟传输滤波器210的截止频率有利地在4kHz至8kHz之间选择。模拟传输滤波器210优选地具有低通特性，尤其是在3至20kHz的范围内的阻带截止频率。滤波器在有用频率1200Hz和2200Hz之间产生角度phi的相位失真，并在这两个有用频率之间产生系数beta的幅度失真。

对于本发明至关重要的是，由于例如20至40kHz的低调制频率，所以截止频率必须非常接近有用频带。这可能导致两个载波频率1.2和2.2kHz之间的相当大的相移(例如，参见图12)，而所传输的信号幅度对于两个频率都可以保持恒定。

因此，使用第二类型所谓的Tchebychev滤波器，优选地在阻带中具有纹波，对滤波是有利的，因为通过这种类型的滤波器可以滤除1200和2200Hz之间有用频带中的低相位失真。然而，这种类型的滤波器的实现可能与更高的电路复杂度相关联。可替选地，也可以使用Butterworth或Bessel类型的滤波器特性，以大约较高的相位失真为代价。在Bessel滤波器作为模拟传输滤波器210的情况下，例如，选择更高的滤波器阶数，例如三阶或四阶。

图10示出了模拟传输滤波器210的示例。在这种情况下，矩形电压源V10描述了供应有精确电压基准208的数字门206。用于对由脉冲宽度调制器108生成的次级信号SK进行滤波的模拟传输滤波器210包括预滤波器级(在图10中以R5、R13、R19、C6和C14示出)和下游四阶滤波器(在图10中由X1和X2以R1、R2、C1、C2、R3、R4、C3、C4示出)。四阶滤波器使用Sallen Key电路拓扑，这有利地避免了滤波器输出端的基于电阻的直流误差。该滤波器对高于10kHz的频率分量具有很强的衰减(参见图11)。

图11示出了在1200Hz至2200Hz的有用频率范围内形成坪，与直流放大相比，坪具有系数为3的衰减，并在大约6kHz的范围内具有截止频率。

从图11也可以看出，预滤波器级(R5、R13、R19、C6以及C14)导致低通，截止频率约为100Hz，因而比用于数据传输的最低载波频率(1200Hz)小约10倍。由于用于预滤波器的该频率分离包括3个以上的octave，因此实际上与频率无关的相位失真导致该部分滤波器的有用频带(1200Hz，2200Hz)。在大约6kHz以上的信号的相同衰减的情况下，与可能用常规低通滤波器相比，使用该滤波器拓扑(坪滤波器)可以在有用信号频带(1200Hz至2200Hz)中实现更低的相位失真。

图12以示例的方式示出了取决于频率的相移的曲线。可以看出，由于Sallen Key滤波器的大约6kHz处接近于截止频率，因此相位失真，例如，尽管有用频带(1200Hz至2200Hz)中的浅曲线引起幅度响应(如图11所示)，但仍导致大约45度的相移。

图13示出了被布置在计算单元102中的单元的交互。

脉冲宽度调制器108的参数化优选地以低过采样频率发生。特别地，参数化以15kHz至200kHz的频率光栅周期性地改变，并且因而由脉冲宽度调制器108的占空比设置，该占空比随着时间在该网格中变化。

脉冲宽度调制器108以频率f周期性地触发处理器104的中断，其中，脉冲宽度调制器108的占空比的参数化被改变为新值。脉冲宽度调制器108的参数化到新的占空比的频率被有利地选择为例如1200Hz的波特率的整数倍，例如十七倍或三十四倍(f_PWM＝I*波特率)。为了能够在脉冲宽度调制器108的占空比中对1200Hz和2200Hz的频率两者进行编码，每个正弦半波至少期望大约8个支持点。就是说，为了能够在2200Hz下充分地再现正弦信号，参数m的较低的合理最小值为l_min>＝8*2200Hz/1200Hz＝14.6的值。

为了在占空比设置点值的时间进程中对FSK正弦进行编码，其被以f_PWM＝I*波特率的速率传输到脉冲宽度调制器108，可以采用下列程序：如果模拟滤波器在1200Hz至2200Hz之间的有用频带内具有平坦的幅度响应，则要求确定每个占空比设置点值的FSK正弦的相关相位值，并计算占空比参数作为DC基本值和具有所需FSK相位的正弦分量的总和。

因而周期性发生的脉冲宽度调制器108的参数化的改变优选地经由舍入处理来实现，舍入处理在占空比调制器124中实现。为此目的，最初以高分辨率数字值(例如，16或32位)的形式存在的针对相应的FSK相位获得的正弦值被传送到舍入的PWM占空比(例如，相应于0…391的值)中。

优选地，所谓的直接存储器访问控制器112被用于修改脉冲宽度调制器108的参数化，以便因而节省能量并且减少微控制器中，即计算单元102中的中断负荷。

优选地使用所谓的多位sigma-delta调制器来在占空比调制器124中实现舍入方法，以便即使在非常低的过采样率下也能够成功地实现高噪声抑制。特别地，使用至少二阶的多位sigma-delta调制器。优选地，多位sigma-delta调制器被体现为输出信号到第一调制器的输入和第二调制器的输入两者的两级反馈。该特征，尤其是两级反馈，有利地减少了计算所需的时间并增加了算法的数值稳定性。

优选地，占空比调制器124中以第一频率＝(I/2)*1200Hz的舍入算法来确定未舍入的输入值EW，并且在之后基于这样的未舍入输入值EW，基于例如I*1200Hz的第二频率确定舍入的PWM占空比参数化。因而，有利地实现了更高的PWM频率，而不必可能也必须以相应较高的速率进行正弦确定。

所谓的sigma-delta调制的方法也可以被解释为舍入方法。在这种情况下，较高分辨率的输入值EW，例如32位，被转换为舍入后的输出值序列，以便在随时间平均后，这些值恰好相应于未舍入的输入值EW。最常见的应用是舍入后的输出值由单个位组成，其在某种程度上相应于最大粗略舍入。原理是在sigma-delta调制器中形成未舍入的输入值EW与舍入后的输出值之间的差，并对偏差进行积分。舍入后的输出值序列所依据的标准是，积分偏差应变为零。

占空比调制器124，在本文所述的示例中是sigma-delta调制器，以比“0”和“1”更少的粗略舍入来操作，例如，以例如在0和N-1之间的整数输出值来操作。在具有溢出值N和比较值V＝0…N-1的脉冲宽度调制器108的占空比参数化的情况下，例如，为了从输入值EW计算在0和N-1之间的值，因而使用sigma-delta调制器。

一阶、二阶和高阶sigma-delta调制器之间的区别取决于确定最小化误差的积分器方法。在舍入后的输出值和输入值EW之间的偏差E1被集成到一阶调制器中时，偏差E1的第二次积分发生在二阶调制器中。在更高阶的调制器中，添加了更多的集成级。

图14示出了根据本发明的合适的舍入方法的示例。对于该方法而言，重要的是它以“有状态”，即，有状态并处于一种状态方式体现，即在当前情况下在一个或多个累加器寄存器(Accu1、Accu2、Accu3)中包含有关过去输出的舍入值的信息。在图14中所示的示例中，Accu1包括舍入的输出值和输入值EW之间的积分偏差，而Accu2包括两倍或三倍的积分偏差。

一起计算未舍入的输入值EW和这样的状态，并在此基础上确定舍入的输出值，从舍入的输出值确定脉冲宽度调制器108的占空比参数化。在图14的示例中，未舍入的输入变量的低16位被截断。

在图14中实现的sigma-delta调制器展示了特殊特征，即所确定的舍入值的直接反馈不仅发生在第一累加器Accu1中，而且还直接发生在累加器寄存器中，以用于两倍和三倍积分偏差Accu1、Accu2(这被称为“直接反馈”)。该特征大大提高了数值稳定性，还减少了调制器的建立时间。

优选地，给定的未舍入输入值EW的舍入算法被调用了几次，例如两次。这导致具有输入信号的倍频的舍入输出值。

以舍入方法转换成PWM占空比参数化的高分辨率输入值EW优选地由两个子分量相加计算，其中，两个子分量各自表示两个直流分量DC(低频模拟信号)，以及在HARTT混合方法中组合的交流分量AC(1200Hz和2200Hz的“数字”FSK调制信号)中的一个。

然而，该方法也可以有利地在以恒定的直流分量DC工作时使用，例如在所谓的HART多点操作情况下发生的情况。即使在HART主设备实施方式的情况下，通常也无需进行直流调整。可替选地，在HART从设备实施方式的情况下，可能经由数字传输信号133以外的方式将直流电流参数化传递到电流回路接口101。

如果电流回路直流信号将被编码在数字传输信号133中，则在将直流电压设置点值传输到执行舍入过程的占空比调制器124之前，有利地在使用所谓的压摆率限制器方法的压摆率限制器118中限制直流分量DC的时间改变率。这可以例如通过将用于舍入过程的两个未舍入的输入值EW的直流分量的最大改变率限制为最大值来完成。压摆率限制器118使得可能减少对数字HART有用数据带的反应，根据HART规范应避免这些反应。

优选地，通过用于驱动用于现场总线发射器接口200的脉冲宽度调制器108的方法，在交流电压值AC或输入值EW在现场总线发射器接口200中的预失真期间，数字地预补偿由现场总线发射器接口的模拟传输滤波器210引起的相位失真。然而，相位预补偿可以可选地取消，尤其是如果使用了具有第二类型逆Tchebychev特征的模拟滤波器。

图13示出了用于生成正弦信号的正弦发生器116。正弦预失真模块120用于正弦预失真。求和级122接收预失真的正弦信号，并以新的未舍入的目标值形式将其以频率(m*1200Hz)或在时间间隔t m＝1/(m*1200Hz)传递到占空比调制器124。占空比调制器124将舍入过程转换为PWM占空比参数化。例如，这可以通过正弦发生器116在寄存器或存储位置110中存储相位值来实现，该相位值根据UART数据信号针对每个数据位的m个值中的每个值而连续地增大(或可替选地减小)信号。例如，如果要在1200波特的UART数据位期间输出2200Hz的FSK频率，则在每种情况下都必须将每个时间间隔t_m的相位值增加phi_2200＝360度*t_m*2200Hz的值。然而，如果要在数据位的持续时间内在电流回路L上输出1200Hz的频率，则每个时间间隔t_m的正弦相位仅需增加phi_1200＝360度*t_m*1200Hz的值。之后可以使用每个数据位m个相位值的结果序列，例如从预先计算的表中提取与该相位相对应的正弦值，并经由表访问将正弦值存储在存储器110中。

然而，由于模拟传输滤波器210中的相位失真，在电流回路上的正弦信号的输出不与计算出的数字相位一起发生；相反，必须考虑模拟相移。

对于正弦预失真，例如，可以使用数字全通滤波器，当幅度响应不改变时，数字全通滤波器实现与频率有关的相移。对数字全通滤波器定尺寸，以使其在两个有用频率(1200Hz和2200Hz)的传输路径中仅具有模拟传输滤波器210的负相移，并且因而对此进行补偿。然而，这样的数字全通滤波器可能可选地需要相当高的阶数，并且因而需要相当高的计算功率，或者需要复杂的数字电路。

可替选地，可能将正弦生成和相位预失真相组合。例如，这可以通过下列方式完成：在UART模块126中从1数据位到0数据位的过渡中，在相位值的时间进程期间FSK信号中的频率的相应改变，在每种情况下，相位都不增加phi_1200和phi_2200的值。

图15示出了在从2200Hz到1200Hz的过渡的未补偿情况下的相位相加值的时间进程。使用时间索引#8(未示出)，频率降低到1200Hz。相反，图16示出了在频率转换中如何附加地考虑在这种情况下大约40度的模拟传输滤波器210的相移的负值。

图17示出了时间上导致的相位分布。对于具有0和1位的位模式，可以看出，在0电平的持续时间内，相位增加得更快，这相应于2200Hz的更高频率。对于1位的持续时间，相位角的时间导数或斜率较低。虚线示出要编码的逻辑电平(1.0)，或要输出的FSK频率(1200Hz或2200Hz)。点虚线示出了要输出的相位，而没有补偿模拟滤波器的频率相关的相移。点线示出了要进行预失真以补偿模拟滤波器中的相移而要输出的相位。

图18是图17的放大表示图。在图18中可以看出，当电平从0改变到1以及从1改变到0时，相位不是连续增大的，而是在这样的时间点，通过模拟滤波器中的相移来附加地修改相位值，以便之后在模拟传输滤波器210的输出端导致正弦波过零的正确时间点。例如，在所有模拟滤波器级一起将2200Hz信号移相50°，但1200Hz信号仅经历22°相移的情况下，在1200Hz信号生成期间，相位值增加50°-22°＝28°。也就是说，预失真是经由图17中可辨识的级在电平改变时发生的。

有利地，这种情况下的相位失真不能仅在一个硬段中被转换为每个UART数据位的m个相位值的时间序列；相反，可以将其分配给图19中概述的多个相位值。这可以通过计算表格来完成，表格的值已经由常规的数字平滑滤波器对相位相加值进行了平滑处理。然后，相位将被进一步连续地增加，没有图19中所示的对应相加值被突然改变。

对于从1200Hz到2200Hz的频率过渡，必须相应地在相反方向上修改相位，以便在切换回高频时增加模拟传输滤波器210的相位失真。

该方法可以例如通过下列方式实现：可选地，将经平滑的相位相加表存储在存储器110中，并且在针对正弦表查找算法的相位值的连续序列中的增量值的计算期间访问这样的表。

在有利实施例中，数字传输信号133经由第一流电屏障212被提供给传输电路中的脉冲宽度调制器108。然而，也可以考虑不具有流电屏障的实施例。

因此，在用于FSK信号生成的方法中，首先将要传输的数据字节转换为波特率例如为1200BAUD的UART数据流，这本质上需要考虑停止位、起始位、数据位以及可选的奇偶校验位。可选地，将其存储在寄存器或存储器110中。对于每个位m，例如m＝17，现在确定相位值，这些相位值描述了FSK正弦信号的相位分布，并且可以存储在存储器110中。

然后，例如经由存储在存储器110中的表，为每个相位值确定未舍入的正弦设置点值。然后，将(可选地压摆率限制器118)未舍入的直流值或“DC”值可选地加到这样的未舍入正弦值上。然后将这样的未舍入结果值转发给实现舍入方法的占空比调制器124。在图20中示出了对占空比进行参数化的舍入值的时间进程的示例。周期性地，在每个数据位l＝(2*m)次的I处，然后使用新的舍入占空比参数化配置脉冲宽度调制器108。然后，在脉冲宽度调制器108的输出端获得1位PWM信号，即具有基频I*BAUDRATE的数字传输信号133，其占空比随时间变化，反映了正弦信号(次级信号)的时间进程。在图21中示出了这样的信号。由此，正弦设置点值使得可能在正弦设置点值的预失真的框架内考虑由所有模拟滤波器的总和导致的振幅和相位失真，并因而对其进行补偿。

因此，在本示例中，脉冲宽度调制器108的数字传输信号133包含频率I*BAUDRATE的主干扰频率，例如20.4kHz。这样的数字传输信号133的傅立叶变换在图25和图26中通过示例示出。可以在图26中的1200至2200Hz的范围内看出FSK调制载波频率，即次级信号。此外，在图25中可以看出，必须通过模拟传输滤波器210充分抑制来自脉冲宽度调制器108的主干扰频率，这里是17*1200Hz＝20.4kHz。

在这种情况下，图25和图26包括一阶(由点虚线界定的区域C)、二阶(由虚线界定的区域B)和三阶(由点线界定的区域A)sigma-delta调制器的特征曲线。可以看出，无论调制器的阶数如何，频谱都具有大致相同的形状。

然而，在图25中，尤其是在图26中所示的放大部分中，可以看出，在一阶调制器的情况下(参见点划线C)出现特征干扰频率，例如大约3600Hz，其在更高阶调制器的情况下被抑制。

因此，使用更高阶的调制器，尤其是二阶调制器是有利的。

关于现场总线接收器接口300，根据本发明提出了用第二模拟预滤波器308和计算单元的模数转换器106的组合来代替EP 2412135 B1的数字CIC滤波器。

第二模拟预滤波器308有利地具有纯无源实施例，即没有半导体放大器。图22示出了接收路径中全部模拟滤波器的可能传输特性。这里至关重要的是，强烈地抑制例如29Hz的低频干扰频率，并且滤波器在1200Hz至2200Hz之间的频率范围内具有基本平坦的幅度响应。

模数转换器106有利地以固定的转换频率操作，其中，转换频率有利地是两个FSK载波频率的平均值的整数倍“k”

K*((1200Hz+2200Hz)/2)＝1700Hz。

最初借助于第一模拟预滤波器306类似地对在电流回路接口101处存在的FSK接收信号进行预滤波。尤其是＜500Hz的频率分量被相似地强烈衰减。第一模拟预滤波器306有利地是纯无源模拟滤波器，并且将输出端处的幅度限制到适于传输链路或第二流电屏障312的调制范围(视需要，以便即使在输入端处的高低频干扰幅度下也防止过度转向)。

第一模拟预滤波器306使得可能适配信号电平，信号电平例如能够在传输到信号传输电路之前，例如通过低频干扰信号来实现，也就是说，关于调制电平可选地克服了第二流电屏障312。

之后，在第二流电屏障312之后，将预滤波的接收到的模拟信号传输到第二模拟预滤波器308。

然后，所有滤波器308和306的组合传递函数对于对信号解码起决定性作用。在图22中示出了所有滤波器306和308与第二流电屏障312的整体的传输特征的示例。它在1200Hz至2200Hz的有用频带内具有本质上平坦的曲线，并强烈衰减高频和低频干扰信号。

在信号传输区域中使用第二流电屏障312通常是可选的，并且取决于计划的应用领域，例如潜在爆炸区域。在流电分离的实施例的情况下，信号传输可以有利地经由使用模拟“可变时间sigma delta调制器”来发生，如特别在US 20120020430 A1中所述的(例如，参见图8)。

在流电耦合实施例的情况下，可以使用金属导体或简单的电子组件(例如，电容器或电阻器)来传输信号。

传输的信号被定向到第二模拟预滤波器308。

第二模拟预滤波器308的输出被定向到计算单元102中的模数转换器106。

图23详细地示出了计算单元102的设计。

模数转换经由采样时钟发生器128发生，并且有利地在FSK载波频率之间的中心频率的倍数k处发生，即在1200Hz和2200Hz之间的1700Hz的倍数，尤其是四倍，6800Hz。在这一点上应该注意，可以独立于用于传输的时钟发生器，即用于现场总线发射器接口200的时钟发生器，选择用于接收的，即用于现场总线接收器接口300的时钟发生器128的频率。

ADC转换的结果分别存储在存储器110或寄存器中。由此，初级信号以数字化形式存在于存储器110中。可选地，使用DMA控制器112执行该存储(由图23中的虚线箭头指示)。直接存储器访问控制器112降低了CPU(即，计算单元102)中的中断率，因而降低了功率需求。

然后利用具有12位分辨率和例如在0和4095之间的数字化值的模数转换器106得出值序列，该值序列具有某个直流分量，例如2030和包含关于FSK信号的信息的时变分量。

直流减法滤波器130的设计不仅必须执行简单的直流减法，例如减去2030，而且还应有利地抑制例如29Hz的低频分量，这对接收方解码方法的功能非常重要。

具有描述要减去的对应直流干扰分量的状态寄存器s的指数滤波器和滤波器参数alpha，被有利地用于确定要减去的直流干扰分量。在新ADC值x的情况下，例如，经由关系s_new＝(1-alpha)*s_alt+alpha*x来计算新的直流干扰分量。参数alpha＝0.5的使用是特别有利的。在这种情况下，只需要一个移位操作而不需要乘法，并且滤波器相当高效地抑制了接收路径中的低频信号分量，而不在1200Hz至2200Hz之间的有用频带中引起高相位失真。

在根据本发明的方法中，直流减法滤波器130的输出变量被引导到正交解调器132，例如如图24中所示。

作为计算方法的结果，该正交解调器132以例如6800Hz的速率提供带符号的输出值。输出值的大小可以用于检测接收到的载波信号，而符号描述解码后的UART接收信号RXD的时间进程(同样具有停止位、起始位、数据位、奇偶校验位等)。正交解调器132的输出的符号和经由电平检测到的载波检测信号可以例如经由所谓的GPIO引脚被引出计算单元102并且被连接至UART接收硬件。正交解调器132优选地被实现为软件算法。正交解调器132使得能够对HART有用信号进行解码。

可替选地，在该方法中，在计算单元102内处理UART RXD信号，不将相应的信号向外部引出(图23中的路径B)。

在任何情况下，由远端站接收的数据字节将从RXD线路的时间进程以1200Hz的波特率进行解码和处理。

然而，本发明的优点还可以应用于承担HART主设备角色的远程站。

与HART调制解调器解决方案相比，根据本发明的现场总线接口100的优点在于降低了现场总线接口100的电路复杂性，并且因而也降低了现场总线接口100的成本和现场总线接口100的能耗。特别地，借助于第一和第二流电屏障212、312，根据本发明的现场总线接口100还允许HART现场总线信号的特别简单的、流电分离的传输。

与EP 2412135 B1的现有技术相比，本发明还允许在其中不使用FPGA或强大的数字电路并且由于最大的规定能量需求而准许高的过采样率的应用中使用。

根据本发明的解决方案在每种情况下都在单个数字信号线路上对模拟FSK传输信号，即模拟回路信号AS进行编码。与在多条数字或模拟线路上(使用数模转换器)在微控制器(即，计算单元102)中输出FSK信号(即，模拟回路信号AS)的解决方案相比，根据本发明的方法提供了明显降低功率需求的优点。

Claims (28)

1.一种用于现场设备或控制中心的现场总线发射器接口(200)，其中，所述现场总线发射器接口(200)包括计算单元(102)、数字门(206)、模拟传输滤波器(210)、以及发射器接口输出端(204)，并且所述数字门(206)被连接到所述模拟传输滤波器(210)，并且所述模拟传输滤波器(210)被连接到所述发射器接口输出端(204)，

其中，所述计算单元(102)包括脉冲宽度调制器(108)和脉冲宽度调制器时钟(114)，所述脉冲宽度调制器时钟适于生成次级信号(SK)，所述次级信号通过占空比而被编码，所述占空比通过所述脉冲宽度调制器时钟(114)而随时间变化，并且所述脉冲宽度调制器(108)适于将所述次级信号(SK)与载波信号叠加，以便生成频率小于150kHz的数字传输信号(133)，

其中，所述数字门(206)和所述模拟传输滤波器(210)适于将所述数字传输信号(133)转换为模拟回路信号(AS)，

其中，所述发射器接口输出端(204)适于被连接到远程站，以将所述模拟回路信号(AS)传输到所述远程站。

2.根据权利要求1所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述现场总线发射器接口(200)进一步包括第一流电屏障(212)，所述第一流电屏障被布置在所述计算单元(102)和所述模拟传输滤波器(210)之间。

3.根据权利要求1或2所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述计算单元(102)具有用于对输入值(EW)进行舍入的占空比调制器(124)，所述占空比调制器适于将所述输入值(EW)转换为针对所述数字传输信号(133)的对应周期进行舍入的占空比设置点值，并且适于将所舍入的占空比设置点值传输到所述脉冲宽度调制器(108)。

4.根据权利要求3所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述占空比调制器(124)是多位sigma-delta调制器。

5.根据权利要求4所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述占空比调制器(124)是二阶多位sigma-delta调制器。

6.根据权利要求3所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述计算单元(102)基于直流电压设置点值和正弦设置点值来确定所述占空比调制器(124)的所未舍入的输入值(EW)。

7.根据权利要求6所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述计算单元(102)根据所述直流电压设置点值和所述正弦设置点值的和来确定所述占空比调制器(124)的所未舍入的输入值(EW)。

8.根据权利要求6所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述计算单元(102)具有压摆率限制器(118)，所述压摆率限制器适于限制所述直流电压设置点值的改变。

9.根据权利要求1所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述脉冲宽度调制器(108)以1200Hz的波特率对所述次级信号(SK)进行编码，其中，所述次级信号(SK)的周期持续时间是恒定的，并且所述数字传输信号(133)的频率是波特率的整数倍。

10.根据权利要求9所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述数字传输信号(133)的频率是波特率的15倍至125倍。

11.根据权利要求1所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述计算单元(102)具有正弦预失真滤波器(120)，其中，所述正弦预失真滤波器(120)适于实现所述数字传输信号(133)的频率相关的相移，以便补偿所述模拟传输滤波器(210)的相移。

12.根据权利要求1所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述计算单元包括正弦发生器(116)，所述正弦发生器适于从相位输入值输出正弦值并将其转发给所述占空比调制器(124)，使得所述正弦值包括预失真，所述预失真适于补偿所述模拟传输滤波器(210)的预确定频率相关的相移。

13.根据权利要求1所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述计算单元进一步包括存储器(110)和直接存储器访问控制器(112)，

其中，占空比序列被存储在所述存储器(110)中，并且所述直接存储器访问控制器(112)适于以所述占空比序列控制所述脉冲宽度调制器(108)，使得所述脉冲宽度调制器(108)根据所述占空比序列来调整所述占空比。

14.根据权利要求1所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述模拟传输滤波器(210)至少是三阶的。

15.根据权利要求14所述的现场总线发射器接口(200)，其中，所述模拟传输滤波器(210)针对在有用频带中的低相移而优化，并且具有Bessel或Butterworth特征或坪特征。

16.一种用于处理初级信号(PR)的现场总线接收器接口(300)，包括接收器接口输入端、第一模拟预滤波器(306)、第二模拟预滤波器(308)、具有模数转换器(106)的计算单元(102)、直流减法滤波器(130)、正交解调器(132)以及第二流电屏障(312)，所述第二流电屏障(312)被布置在所述接收器接口输入端和所述计算单元(102)之间，并且被布置在所述第一模拟预滤波器(306)和所述第二模拟预滤波器(308)之间。

17.根据权利要求16所述的现场总线接收器接口(300)，其中，所述初级信号(PR)的传输经由所述第二流电屏障(312)以数字编码发生。

18.根据权利要求16或17所述的现场总线接收器接口(300)，其中，使用模拟sigma-delta调制器来转换所述第二模拟预滤波器(308)的输出信号。

19.根据权利要求16所述的现场总线接收器接口(300)，其中，要解码的所述初级信号包含两个载波频率，并且所述模拟数字转换器(106)由时钟发生器(128)控制，所述时钟发生器具有这两个载波的中心频率的整数倍。

20.根据权利要求19所述的现场总线接收器接口(300)，其中，所述两个载波频率是1200Hz和2200Hz，并且所述模拟数字转换器(106)由所述时钟发生器(128)控制在该中心频率的四倍。

21.根据权利要求20所述的现场总线接收器接口(300)，其中，所述模拟数字转换器(106)由所述时钟发生器(128)控制在6800Hz。

22.一种具有根据权利要求1至15中的一项所述的现场总线发射器接口(200)和根据权利要求16至21中的一项所述的现场总线接收器接口(300)的现场总线接口(100)。

23.一种具有根据权利要求1至15中的一项所述的现场总线发射器接口(200)和根据权利要求16至21中的一项所述的现场总线接收器接口(300)的系统，

其中，所述现场总线发射器接口(200)和所述现场总线接收器接口(300)经由电流回路(L)互连。

24.一种用于现场设备或控制中心的现场总线发射器接口(200)的编码方法，其中，所述编码方法至少包括下列步骤：

-提供根据权利要求1至15中的一项所述的现场总线发射器接口(200)，

-由所述计算单元(102)生成作为占空比序列的所述次级信号(SK)的数字表示，

-将所述次级信号的数字表示传输到脉冲宽度调制器(108)，

-通过所述脉冲宽度调制器(108)将所述次级信号的所述数字表示转换成占空比随时间变化且频率小于150kHz的数字传输信号(133)，

-由数字门(206)基于所述数字传输信号(133)生成模拟回路信号(AS)，

-在所述发射器接口输出端(204)提供所述模拟回路信号(AS)。

25.根据权利要求24所述的编码方法，其中，为了生成所述占空比序列，使用了多位sigma-delta调制器。

26.根据权利要求25所述的编码方法，其中，所述多位sigma-delta调制器是二阶sigma-delta调制器。

27.根据权利要求26所述的编码方法，其中，所述二阶sigma-delta调制器是具有两级反馈的sigma-delta调制器。

28.根据权利要求24或25所述的编码方法，其中，当生成所述占空比序列时，发生所述数字传输信号(133)的相位的与频率有关的预失真。

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