CN1134114C - 折叠结构的吉尔伯特混频器 - Google Patents
折叠结构的吉尔伯特混频器 Download PDFInfo
- Publication number
- CN1134114C CN1134114C CNB021236305A CN02123630A CN1134114C CN 1134114 C CN1134114 C CN 1134114C CN B021236305 A CNB021236305 A CN B021236305A CN 02123630 A CN02123630 A CN 02123630A CN 1134114 C CN1134114 C CN 1134114C
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- semiconductor
- oxide
- metal
- drain electrode
- gilbert
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
本发明属于无线通信接收机系统技术领域，涉及折叠结构的吉尔伯特混频器，由MOS管M1和M2，M3和M4，M5和M6以及电阻R1和R2组成对称结构，其特征在于，所说的MOS管M3～M6为PMOS管；本发明在电路的设计中增加了一个功耗的自由度，减弱了噪声，线性度和转换增益的相互关联度，可以分别对这三个指标进行优化，而对它们优化的直接代价是功耗，而不再是其它指标的恶化。
Description
技术领域
本发明属于无线通信接收机系统技术领域，特别涉及用于无线通信收发机系统前端的混频器设计。
背景技术
近十年来，射频集成电路(RFIC)的开发和研究得到了迅猛的发展，这主要应归功于无线通信市场的繁荣。这些无线应用包括寻呼机、无绳电话、射频认证(RFID)、模拟和数字蜂窝移动电话和全球定位系统(GPS)等。同时随着互联网以惊人速度在全世界范围的普及，一些新兴的短距离、高速传输的无线通信系统——无线局域网(WLAN)近两年来也开始得以飞速发展，主要包括IEEE802.11系列、HyperLAN、Bluetooth、HomeRF等。这些无线通信系统的发展形成了一个快速增长的RFIC市场。射频电路之所以受到全世界范围的关注和研究，是由于它是整个无线收发机系统设计的主要瓶颈。在射频收发机的元件中，RFIC的技术性能要求构成了RFIC的最大挑战。而与此同时，市场用户对无线产品的性能要求又是极为苛刻的，即低成本、低功耗、小体积、高性能等，同原先使用体积巨大、代价昂贵、功耗又极其浪费的分立元件来实现无线收发机的方法相比，这是一个很艰巨的挑战。
在无线接收机系统中，混频器是一个非常关键的核心电路模块，它的噪声，线性度，转换增益等性能指标对收发机系统结构的选择具有重要影响，并对整个收发机系统的噪声，线性度，灵敏度，动态范围等性能产生决定性的作用。因此，混频器的设计一直是RFIC设计的关键技术之一。
混频器分为有源混频器和无源混频器两种。有源混频器一般采用Gilbert(吉尔伯特)混频器的拓扑结构，如图1所示。由MOS管M1和M2，M3和M4，M5和M6以及电阻R1和R2组成的对称结构。其连接关系为：射频差分射频信号RF-P、RF-P分别从M1和M2的栅极输入，M1和M2的源极耦合并连接到恒流源Iss上，M1的漏极接到M3和M4的源极上，而M2的漏极则接到M5和M6的源极上，M3和M4，M5和M6分别组成两个源极耦合对并分别接到M1和M2的漏极上，M3的漏极和M5的漏极相耦合接到电阻R1上，M4和M6的漏极相耦合接到电阻R2上，差分本振信号LO-P、LO-M和IF-M分别接到M3～M6的栅极上，电阻R1和R2接到电源VDD上，从而构成一个传统的Gilbert(吉尔伯特)混频器结构。这种混频器的工作原理如下：M1和M2组成的跨导器将射频电压信号转换为电流信号，而M3～M6用作开关，开关的打开和关闭由本振信号控制，使得流经电阻R1和R2的电流的频率是射频信号和本振信号的差频与和频，从而完成了频率转换的功能。
这种混频器最大的优点就是它有较高的转换增益，这对于零中频或是低中频的接收机来说是至关重要的。但是，它也有它的一些固有的缺陷，比如噪声比较差，线性度不是很高等等。造成这种固有缺陷的重要原因与这个电路结构本身有着很大关系。由电路分析的原理知道，为了减小电路的输出噪声，必须减小流过本振M3～M6管的静态电流，但是由于传统的Gilbert(吉尔伯特)结构采用的是M1和M2与M3～M6相堆叠的电路结构，减小流过M3～M6的电流，同时也就减小了流过M1和M2的电流，而减小了后者的电流，就会造成电路的转换增益下降和线性度恶化。也就是说，转换增益，线性度和噪声必须以牺牲对方为代价才能换得自身的改进，这就是造成传统Gilbert(吉尔伯特)混频器无法在多项指标上都获得令人满意的性能的原因。
发明内容
本发明的目的是为克服已有技术的不足之处，提出一种折叠结构的Gilbert(吉尔伯特)混频器结构，在电路的设计中增加了一个功耗的自由度，减弱了噪声，线性度和转换增益的相互关联度，可以分别对这三个指标进行优化，而对它们优化的直接代价是功耗，而不再是其它指标的恶化。
本发明提出的一种折叠结构的吉尔伯特混频器，由MOS管M1和M2，MOS管M3和M4，MOS管M5和M6以及电阻R1和R2组成对称结构，其特征在于，所说的MOS管M3～M6为PMOS管；其连接关系为：射频差分射频信号RF-P、RF-M分别从MOS管M1和M2的栅极输入，MOS管M1和M2的源极耦合并直接接地，MOS管M1的漏极接到MOS管M3和M4的源极及电源VDD正电压上，而MOS管M2的漏极则接到MOS管M5和M6的源极及电源VDD正电压上，MOS管M3和M4，MOS管M5和M6分别组成两个源极耦合对并分别接到MOS管M1和M2的漏极上，MOS管M3的漏极和MOS管M5的漏极相耦合接到电阻R2上，MOS管M4和M6的漏极相耦合接到电阻R1上，差分本振信号LO-P、LO-M分别接到MOS管M3～M6的栅极上，电阻R1和R2接到地。
本发明的这种改进的折叠结构的Gilbert(吉尔伯特)混频器的设计方案与传统设计方案相比具有以下几个明显的优点：
1)增加了功耗作为电路设计和优化的自由度，大大减弱了噪声，线性度和转换增益的相互关联度，使得电路的设计和优化方向更加明确；
2)PMOS管比NMOS管的1/f噪声要小，采用PMOS管用作开关管，降低了电路输出的开关噪声；
3)采用了源极耦合直接接地的M1～M2用作射频信号的跨导器，比起用恒流源Iss来偏置电流的跨导器，线性度获得了改善。
综上所述，采用折叠结构的Gilbert(吉尔伯特)混频器不但使得混频器的设计和优化更加简便易行，而且在各个性能指标上也获得了很好的改进。
附图说明
图1为传统的Gilbert(吉尔伯特)混频器拓扑结构示意图。
图2为本发明的折叠结构的Gilbert(吉尔伯特)混频器拓扑结构示意图。
图3为本发明的折叠结构的Gilbert(吉尔伯特)混频器实施例结构示意图。
具体实施方式
本发明提出的折叠结构的Gilbert(吉尔伯特)混频器结合附图及实施例详细说明如下：
本发明提出的折叠结构的Gilbert(吉尔伯特)混频器如图2所示，由MOS管M1和M2，M3和M4，M5和M6以及电阻R1和R2组成对称结构。各部分的具体电路结构和连接关系详细说明如下：
射频差分射频信号RF-P、RF-M分别从M1和M2的栅极输入，M1和M2的源极耦合并直接接地，M1的漏极接到M3和M4的源极及电源VDD正电压上，而M2的漏极则接到M5和M6的源极及电源VDD正电压上，M3和M4，M5和M6分别组成两个源极耦合对并分别接到M1和M2的漏极上，M3的漏极和M5的漏极相耦合接到电阻R2上，M4和M6的漏极相耦合接到电阻R1上，差分本振信号LO-P、LO-M分别接到M3～M6的栅极上，电阻R1和R2接到地，从而构成折叠结构的Gilbert(吉尔伯特)混频器结构。
本发明的折叠结构的核心是把M3～M6从NMOS管替换为PMOS管。它的工作原理和传统的Gilbert(吉尔伯特)混频器的工作原理基本一致，但是，如前所述，一旦采用了这种折叠式的结构，把原来相互关联的性能指标的优化方向变得更加简单明确，更容易设计了。另一方面，采用直接接地的源极耦合对跨导器设计比采用恒流源的跨导器设计的线性度改善了，而噪声性能因为改用了PMOS管而得到了较大的改进。
本发明设计的一种折叠结构的Gilbert(吉尔伯特)混频器实施例如图3所示，其基本结构与图2相同，其中，各MOS管采用了PMOS管，在图3中的X，Y两个点的寄生电容比较大，而这两个点的射频泄漏对于电路的噪声性能有着重要影响，因此，为了减小这两个点由于寄生电容造成的射频泄漏，本实施例可采用了两个电感L3和L4来与该点的寄生电容产生谐振，从而消除射频泄漏，进一步改善噪声性能。另一方面，为了进一步改进电路的线性度，本实施例在M1和M2的源极与地之间可分别添加了电感L1和L2，使得M1和M2的输入阻抗在频率和输入信号幅度发生变化的情况下保持稳定，从而进一步地改进电路地线性度指标。本实施例的元器件参数如表1所示：
表1
| MOS管参数(um)(W，L) | 电感值(nH) | 电阻值(Ω) | |||||||||
| M1 | M2 | M3 | M4 | M5 | M6 | L1 | L2 | L3 | L4 | R1 | R2 |
| 80 | 80 | 240 | 240 | 240 | 240 | 0.9 | 0.9 | 2 | 2 | 1K | 1K |
| 0.2 | 0.2 | 0.2 | 0.2 | 0.2 | 0.2 | ||||||
Claims (2)
1、一种折叠结构的吉尔伯特混频器，由MOS管M1和M2，MOS管M3和M4，MOS管M5和M6以及电阻R1和R2组成对称结构，其特征在于，所说的MOS管M3～M6为PMOS管；其连接关系为：射频差分射频信号RF-P、RF-M分别从MOS管M1和M2的栅极输入，MOS管M1和M2的源极耦合并直接接地，MOS管M1的漏极接到MOS管M3和M4的源极及电源VDD正电压上，而MOS管M2的漏极则接到MOS管M5和M6的源极及电源VDD正电压上，MOS管M3和M4，MOS管M5和M6分别组成两个源极耦合对并分别接到MOS管M1和M2的漏极上，MOS管M3的漏极和MOS管M5的漏极相耦合接到电阻R2上，MOS管M4和M6的漏极相耦合接到电阻R1上，差分本振信号LO-P、LO-M分别接到MOS管M3～M6的栅极上，电阻R1和R2接到地。
2、如权利要求1所述的折叠结构的吉尔伯特混频器，其特征在于，在所说的MOS管M1和M2的源极与地之间分别连有电感L1和L2，在所说的MOS管M1和M2的漏极上分别连有电感L3和L4。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB021236305A CN1134114C (zh) | 2002-07-05 | 2002-07-05 | 折叠结构的吉尔伯特混频器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB021236305A CN1134114C (zh) | 2002-07-05 | 2002-07-05 | 折叠结构的吉尔伯特混频器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1395372A CN1395372A (zh) | 2003-02-05 |
| CN1134114C true CN1134114C (zh) | 2004-01-07 |
Family
ID=4745172
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CNB021236305A Expired - Fee Related CN1134114C (zh) | 2002-07-05 | 2002-07-05 | 折叠结构的吉尔伯特混频器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN1134114C (zh) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1906500B (zh) * | 2004-10-14 | 2010-09-29 | 安立股份有限公司 | 小尺寸低功耗短程雷达及其控制的方法 |
| CN102130654A (zh) * | 2010-01-12 | 2011-07-20 | 东南大学 | 双频段可重构混频器集成电路芯片 |
| CN113273086A (zh) * | 2019-02-28 | 2021-08-17 | 华为技术有限公司 | 一种混频器以及通信设备 |
-
2002
- 2002-07-05 CN CNB021236305A patent/CN1134114C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1395372A (zh) | 2003-02-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN106849876B (zh) | 一种低功耗宽带射频混频器 | |
| US7589596B2 (en) | Voltage controlled oscillator and wireless transceiver using the same | |
| US7352241B2 (en) | Variable gain amplifier | |
| CN101212198B (zh) | 压控振荡器 | |
| CN101741316B (zh) | 一种增益可变的宽带射频低噪声放大器 | |
| CN201956975U (zh) | 低噪声放大器 | |
| CN105141263A (zh) | 一种多频段低噪声放大方法及多频段低噪声放大器 | |
| CN109714005B (zh) | 一种可重构双频带混频器 | |
| CN110535441A (zh) | 一种应用于5g通信的高隔离度宽带毫米波混频器 | |
| CN110661489A (zh) | 一种新型结构的f23类压控振荡器 | |
| CN102868377A (zh) | 一种基于可控有源电感的全3g cmos差分低噪声放大器 | |
| CN111865221A (zh) | 一种硅基毫米波接收前端电路 | |
| CN110061697A (zh) | 低电源电压下、具有宽调谐范围的毫米波压控振荡器 | |
| CN104779917A (zh) | 一种基于集成电感噪声相消技术的接收机前端电路 | |
| CN111342775B (zh) | 一种基于电流复用和变压器耦合缓冲放大器的双核振荡器 | |
| CN1134114C (zh) | 折叠结构的吉尔伯特混频器 | |
| CN112436837B (zh) | 多模压控振荡装置和无线收发机 | |
| CN110971198B (zh) | 一种具有高增益的射频低噪声放大器设计 | |
| CN109617527B (zh) | 中心谐振频率可调的宽带毫米波振荡器 | |
| CN101931396A (zh) | 带钟控晶体管的预分频器 | |
| CN216437154U (zh) | 双频段压控振荡器、超再生接收机及通信设备 | |
| CN112332781B (zh) | 一种基于变压器和互补共源共栅混合拓扑的宽带混频器 | |
| CN101465620B (zh) | 一种射频缓冲放大电路 | |
| CN101771388B (zh) | 多模全差分放大器 | |
| KR101204470B1 (ko) | 무선통신 시스템에서 이중 대역을 지원하는 신호 변환 장치 및 수신 장치 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| C19 | Lapse of patent right due to non-payment of the annual fee | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |