CN113364439A - 一种低功耗的负载开关控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低功耗的负载开关控制电路，包括信号产生模块、高频振荡模块、电荷泵模块、栅极驱动模块和负载开关；所述负载开关为一N沟道增强型MOS管；所述栅极驱动模块与所述MOS管的栅极连接；所述电荷泵模块与所述栅极驱动模块连接；所述高频振荡模块与所述电荷泵模块连接；所述信号产生模块产生一极低占空比信号，所述信号产生模块的脉冲信号输出端分别与所述高频振荡模块、所述电荷泵模块和所述栅极驱动模块连接。本发明采用N型MOS功率管作为负载开关，降低了开关内部的导通阻抗和芯片尺寸，同时控制电路通过极小的电流产生一极低占空比信号去控制电路模块工作还是休眠，实现了控制电路的极低功耗。

Description

一种低功耗的负载开关控制电路

技术领域

本发明涉及负载开关芯片设计领域，具体涉及一种低功耗的负载开关控制电路。

背景技术

负载开关芯片(Load Switch)已经广泛应用于业界各电子系统，其利于系统更好的进行电源供电设计和功耗设计，延长系统的待机时间，提高效率有很大的帮助。随着一些锂电池供电的电子设备越来越多，特别是一些IOT(Internet of Things，物联网)设备，如手环，手表，TWS(True Wireless Stereo，真正的无线立体声)耳机等，系统对于续航和效率的控制要求越来越高。

因此，对负载开关芯片效率也提出更高的要求，而影响芯片本身的效率主要功率管的导通阻抗和本身芯片耗电，更低的导通阻抗和芯片耗电是目前这一产品的急迫需求。

现有的负载开关芯片难以实现低导通阻抗和低芯片耗电，为了更低的功率管导通阻抗，可以采用N型MOS(Metal-Oxide-Semiconductor，金属-氧化物-半导体)管设计，但是由于驱动电路需要采用charge pump(电荷泵)，从而导致功耗难以降低下去。

例如公开日为2019年10月1日的美国专利US10432175B2《Low quiescent currentload switch》(一种低静态电流负载开关)，为了降低N型MOS管的驱动功耗，charger pump采用双OSC(Oscillator，振荡器)，即启动的时候采用高频率的振荡器信号提供给chargerpump，增加负载能力，而工作时则采用低频率的振荡器信号提供给charge pump，降低正常工作时的N型MOS功率管的驱动功耗。

上述现有技术中，负载开关为了更低的功耗需要使用两套OSC电路，增加系统设计复杂度和成本。而由于charge pump一直在工作，故其驱动电路的工作电流仍然较大，没有办法实现控制电路更低的工作电流。

发明内容

针对上述存在的技术不足，本发明的目的是提供一种低功耗的负载开关控制电路，将N型功率管作为负载开关，控制电路通过极小的电流去产生一个低频振荡信号，并通过对振荡信号处理后产生一极低占空比信号去控制其余模块工作还是休眠，从而实现控制电路的极低功耗。

为解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：

本发明提供一种低功耗的负载开关控制电路，包括信号产生模块、高频振荡模块、电荷泵模块、栅极驱动模块和负载开关，所述负载开关为一N沟道增强型MOS管；

所述信号产生模块产生一低占空比脉冲信号分别输出至所述高频振荡模块、所述电荷泵模块和所述栅极驱动模块；当所述脉冲信号为高电平时，控制所有模块工作，当所述脉冲信号为低电平时，控制所有模块休眠；

所述高频振荡模块的振荡信号输出端与所述电荷泵模块的输入端连接，所述高频振荡模块用于给所述电荷泵模块提供高频振荡信号；

所述电荷泵模块的电压信号输出端与所述栅极驱动模块的输入端连接，所述电荷泵模块用于给所述栅极驱动模块提供工作能量；

所述栅极驱动模块的电压信号输出端与所述MOS管的栅极连接，所述栅极驱动模块用于给所述MOS管提供栅极偏压，所述MOS管的漏极连接电源输入端，所述MOS管的源极连接电源输出端。

优选地，所述信号产生模块包括一低频振荡信号产生模块和一脉冲信号产生模块，所述低频振荡信号产生模块与所述脉冲信号产生模块连接，所述低频振荡信号产生模块用于给所述脉冲信号产生模块提供低频振荡信号，所述脉冲信号产生模块接收到所述低频振荡信号后输出一低占空比脉冲信号。

优选地，所述低频振荡信号产生模块包括可开合的开关SW1、电流源IB1、电阻RAMP、电容C1、电容C2，施密特反相器X1、反相器X2、反相器X3和反相器X4；

所述施密特反相器X1、反相器X2、反相器X3和反相器X4串联，用于调整逻辑控制电平；

所述电流源IB1通过所述电阻RAMP与所述施密特反相器X1的输入端连接以提供电流信号；

所述电容C1设置于所述电阻RAMP和所述施密特反相器X1之间的支路上且接地；

所述电容C2设置于所述反相器X2和所述反相器X3之间的支路上且接地；

所述电阻RAMP通过所述开关SW1接地，所述开关SW1的开合由所述反相器X4的输出端信号控制；

当所述反相器X4输出低电平时，所述开关SW1断开，所述电阻RAMP为上拉电阻，所述电阻RAMP的输出端固定在高电平，所述电容C1和所述电容C2充电，经过逻辑控制后，使所述反相器X4输出高电平；

当所述反相器X4输出高电平时，所述开关SW1闭合，所述电阻RAMP为下拉电阻，所述电阻RAMP的输出端固定在低电平，所述电容C1和所述电容C2放电，经逻辑控制后，使所述反相器X4输出低电平。

优选地，所述脉冲信号产生模块包括一分频器，所述分频器内设置有若干个DFF触发器以降低所述低频振荡信号的工作频率。

优选地，所述脉冲信号产生模块还包括可开合的开关SW2、电流源IB2、电流互感器CT、电容C3、施密特反相器XP1、反相器XP2和或非门XP3；

所述电流源IB2通过所述电流互感器CT与所述施密特反相器XP1的输入端连接以提供电流信号；

所述反相器XP2的输入端与所述施密特反相器XP1的输出端连接，所述反相器XP2的输出端与所述或非门XP3的一输入端连接；

所述电容C3设置于所述电流互感器CT和所述施密特反相器XP1之间的支路上且接地；

所述电流互感器CT通过所述开关SW2接地，所述开关SW2的开合控制端接所述分频器的输出端，所述分频器的输出端还连接所述或非门XP3的另一输入端；

当所述分频器输出低电平时，所述开关SW2断开，所述电流源IB2给所述电流互感器CT充电，所述电流互感器CT输出高电平，所述施密特反相器XP1输出高电平，所述反相器XP2输出低电平，所述或非门XP3输出高电平；充电一段时间后，电流互感器CT输出的高电平电压超过所述施密特反相器XP1的上阈值电压时，所述施密特反相器XP1输出低电平，所述反相器XP2输出高电平，所述或非门XP3输出低电平；

当所述分频器输出高电平时，所述或非门XP3的一输入端为高电平，所述或非门XP3直接输出低电平。

优选地，所述电荷泵模块包括电荷泵芯、可开合的开关SW3、电容CD1；

所述电荷泵芯与所述开关SW3串联，所述电容CD1设置于所述电荷泵模块的输出端和所述开关SW3之间的支路上且接地；所述开关SW3的开合控制端接所述信号产生模块的脉冲信号输出端；

当所述脉冲信号输出端产生高电平信号时，所述高频振荡模块为所述电荷泵模块提供工作能量，同时，所述开关SW3闭合，所述电容CD1充电，所述电荷泵模块为所述栅极驱动模块提供工作能量；

当所述脉冲信号输出端产生低电平信号时，所述高频振荡模块进入休眠状态，同时，所述开关SW3断开，所述电容CD1放电以维持所述电荷泵模块输出端的高电平电压。

优选地，所述栅极驱动模块包括一电流镜电路、可开合的开关SW4、可开合的开关SW5和电容CD2，所述开关SW4和所述开关SW5的控制端接所述信号产生模块的脉冲信号输出端；

所述电荷泵模块与所述电流镜电路连接，所述电流镜电路包括复制电路和输出电路；所述复制电路用于接收所述电荷泵模块输入的电平信号并将电平信号转为电压信号以为所述输出电路提供栅极偏压；所述输出电路用于接收所述复制电路输入的电压信号，输出产生具有电压增益效果的电压信号以为所述MOS管提供栅极偏压，所述输出电路的输出端与所述MOS管的栅极连接；

所述开关SW4连接所述复制电路和所述电容CD2，所述开关SW5连接所述输出电路和所述电容CD2，所述电容CD2接地，所述电流镜电路、所述开关SW4、所述电容CD2和所述开关SW5构成回路；

当所述脉冲信号输出端产生高电平信号时，所述开关SW4和所述开关SW5闭合，所述电容CD2充电，所述输出电路为所述MOS管提供栅极偏压，所述MOS管导通；

当所述脉冲信号输出端产生低电平信号时，所述开关SW4和所述开关SW5断开，所述电容CD2放电以维持所述MOS管接收到的栅极偏压。

优选地，所述开关为金属氧化物半导体场效应晶体管或双极型晶体管。

本发明的有益效果在于：

(1)本发明采用N型MOS功率管作为负载开关，降低了开关内部的导通阻抗和芯片尺寸，同时控制电路通过极小的电流产生一极低占空比信号去控制电路模块工作还是休眠，实现了控制电路的极低功耗。

(2)本发明采用施密特反相器和充放电电容，利用施密特反相器的迟滞作用和电容充放电的延时作用，在控制电路产生低电平信号时，仍然可以控制各个电路模块处于工作状态，直至控制电路再次产生高电平信号，采用间歇控制的方式对功率管驱动电路进行控制，从而实现了整个控制负载开关的低静态功耗。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的一种低功耗的负载开关控制电路的结构示意图(模块示意)；

图2为图1中各信号的工作波形图；

图3为本发明实施例提供的一种负载开关(NMOS管)的模型图；

图4为本发明实施例提供的一种信号产生模块的结构示意图(模块示意)；

图5为图4中各信号的工作波形图；

图6为本发明实施例提供的一种低功耗的负载开关控制电路的结构示意图(模块示意)；

图7为本发明实施例提供的一种低频振荡信号产生模块的电路结构示意图；

图8为图7中各信号的工作波形图；

图9为本发明实施例提供的一种脉冲信号产生模块的电路结构示意图；

图10为本发明实施例提供的一种电荷泵模块的电路结构示意图；

图11为本发明实施例提供的一种栅极驱动模块的电路结构示意图；

图12为本发明实施例提供的一种低功耗的负载开关控制电路的总成结构示意图。

附图标记说明：

1-信号产生模块，11-低频振荡信号产生模块，12-脉冲信号产生模块，121-分频器，2-高频振荡模块，3-电荷泵模块，4-栅极驱动模块，5-负载开关，6-寄生二极管。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例

如图1和图2所示，本发明提供了一种低功耗的负载开关控制电路，包括信号产生模块1、高频振荡模块2、电荷泵模块3、栅极驱动模块4和负载开关5；VPULSE是信号产生模块1输出的一极低占空比的控制信号，VOSC1是高频振荡模块2输出的高频振荡信号，VB是电荷泵3模块输出的电平信号，GATE是栅极驱动模块4提供给负载开关5的栅极偏压信号。

进一步地，如图3所示，负载开关5为一N沟道增强型MOS管，MOS管的漏极(D)连接电源输入端，MOS管的源(S)极连接电源输出端；考虑到NMOS(N-Metal-Oxide-Semiconductor，N型金属-氧化物-半导体)器件中源极和漏极之间寄生二极管6的导通方向，将NMOS管的漏极连接电源输入端，源极连接电源输出端，以保证当作为负载开关5的NMOS管导通时，电源输入端和电源输出端连接，VIN(电源输入端)向VOUT(电源输出端)提供能量，当NMOS管截止时，电源输入端与电源输出端断开，VIN不向VOUT提供能量；同时，NMOS器件的尺寸和导通阻抗较小，采用NMOS器件作为负载开关5可以使得整个控制电路的功耗更低。

栅极驱动模块4的电压信号输出端与MOS管的栅极连接，栅极驱动模块4用于提供MOS管的栅极偏压；当GATE信号大于VIN一个VGS(MOS器件栅极和源极之间的导通电压，即阈值电压VTH)电压时，MOS管导通，VIN向VOUT提供能量；当GATE信号小于VIN与VGS的和时，MOS管截止，VIN不向VOUT提供能量。

电荷泵模块3的电压信号输出端与栅极驱动模块4的输入端连接，电荷泵模块3用于提供栅极驱动模块4的工作能量；

高频振荡模块2的振荡信号输出端与电荷泵模块3的输入端连接，高频振荡模块2用于提供高频振荡信号给电荷泵模块3，使电荷泵模块3工作；

信号产生模块1产生一极低占空比的控制信号VPULSE，信号产生模块1的脉冲信号输出端分别与高频振荡模块2、电荷泵模块3和栅极驱动模块4连接；当信号产生模块1输出高电平信号时，控制与其连接的电路模块(高频振荡模块2、电荷泵模块3和栅极驱动模块4)工作，当信号产生模块1输出低电平时，控制与其连接的电路模块休眠。

具体地，高频振荡模块2通过接收信号产生模块1输出的控制信号VPULSE，依据VPULSE电平的高低分别去工作和休眠，当VPULSE为高电平时，高频振荡模块2工作并提供高频振荡信号给电荷泵模块3；当VPULSE为低电平时，高频振荡模块2进入休眠状态，此时功耗几乎为零。

同样地，电荷泵模块3同时接收信号产生模块1输出的控制信号VPULSE，依据VPULSE电平的高低分别去工作和休眠，当VPULSE为高电平时，电荷泵模块3提供工作能量给栅极驱动模块4，而当VPULSE为低电平时，电荷泵模块3进入休眠状态，此时功耗几乎为零；

同样地，栅极驱动模块4同时接收信号产生模块1输出的控制信号VPULSE，当VPULSE为高电平时，控制MOS管导通，当VPULSE为高电平时，控制MOS管截止，此时整个控制电路的功耗几乎为零。

由上述可知，信号产生模块1产生一极低占空比的控制信号VPULSE，设定VPULSE的占空比为D1(0＜D1＜1)，当VPULSE为高电平时，整个控制电路处于工作状态，静态电流为IQ_Max；当VPULSE为低电平时，整个控制电路大部分模块处于休眠状态，此时功耗极低，静态电流为IQ_MIN；所以系统的平均功率为：

IQ＝D1*IQ_Max+(1-D1)*IQ_MIN

由于占空比D1极低，甚至接近于0，故上述公式中工作状态下的电流几乎为零，系统的平均功率IQ由IQ_MIN部分主导；即：

IQ≈IQ_MIN

所以当控制IQ_MIN极小时，控制电路的整体功耗是极小的。

作为本发明的一种优选的实施方式，如图4和图5所示，信号产生模块1包括一低频振荡信号产生模块11和一脉冲信号产生模块12，低频振荡信号产生模块11与脉冲信号产生模块12连接，低频振荡信号产生模块11用于提供低频振荡信号VOSC2给脉冲信号产生模块12，脉冲信号产生模块12在接收到低频振荡信号产生模块11输出的低频振荡信号后输出一极低占空比的控制信号VPULSE。VOSC2为低频振荡信号产生模块11输出的低频振荡信号。

整个控制电路如图6所示，其中，OSC_PRE为低频振荡信号产生模块11，Pulse_Gen为脉冲信号产生模块12，OSC1为高频振荡模块2，Charge pump为电荷泵模块3，DRV为栅极驱动模块4。

作为本发明的一种优选的实施方式，如图7和图8所示，低频振荡信号产生模块11包括开关SW1、电流源IB1、电阻RAMP、电容C1、电容C2，施密特反相器X1、反相器X2、反相器X3、反相器X4；优选地，电流源IB1为整个控制电路内部产生的偏置电流。

施密特反相器X1、反相器X2、反相器X3和反相器X4串联形成逻辑电路，用于调整逻辑电平；

电流源IB1通过电阻RAMP与施密特反相器X1的输入端连接以为逻辑电路提供电流信号；

电容C1设置于电阻RAMP和施密特反相器X1之间的支路上且接地，支路节点为RAMP节点；

电容C2设置于反相器X2和反相器X3之间的支路上且接地，支路节点为VC2节点；

电阻RAMP通过开关SW1接地，开关SW1的控制端接反相器X4的输出端；

当反相器X4输出低电平时，开关SW1断开，电阻RAMP为上拉电阻，RAMP节点固定在高电平，电容C1和电容C2充电，经过逻辑控制后，反相器X4输出高电平；

当反相器X4输出高电平时，开关SW1闭合，电阻RAMP为下拉电阻，电阻RAMP的输出端固定在低电平，电容C1和电容C2放电，经逻辑控制后，反相器X4输出低电平。

上述逻辑控制的具体原理如下所述：

当VOSC2为低电平时，开关SW1断开，电流源(偏置电流)IB1开始给电阻RAMP节点充电，RAMP节点的电压开始上升，当上升到一定值时，超过施密特反相器X1的上阈值电压时电平信号发生翻转，施密特反相器X1输出的电平信号从高电平翻转至低电平，反相器X2输出高电平，同时，电容C2充电完成，VC2节点为高电平，经过两个反相器的逻辑运算后，最终VOSC2跳高电平；

当VOSC2为高电平时，开关SW1闭合，RAMP节点接地，RAMP为下拉电阻，因此RAMP节点电压迅速放到低电平，瞬间超过X1施密特反相器的低阈值，施密特反相器X1输出的电平信号从低电平翻转至高电平，经过反相器X2的逻辑运算，VC2节点此时应呈现低电平，但是电容C2在开关SW1闭合后，两端电压不能突变，只能缓慢放电，使得VC2节点电压跳0(低电平)速度减弱，随着VC2节点电压低于反相器X3的下阈值电压时，反相器X3输出高电平，最终经过反相器X4，VOSC2由高电平跳为低电平，至此完成一个周期的低频振荡信号输出。

由于施密特反相器的上阈值电压较高，且一旦达到上阈值电压后VOSC2跳高电平，开关SW1闭合，只能靠电容C2放电维持高电平信号，所以VOSC2最终呈现出一较低占空比的低频振荡信号，由于电流源(偏置电流)IB1电流极小，所以OSC_PRE模块的工作电流极低，功耗几乎为零。

作为本发明的一种优选的实施方式，如图9所示，脉冲信号产生模块12包括一分频器121，分频器121内设置有若干个DFF触发器以降低低频振荡信号的工作频率。将多个D触发器依次连接形成串联结构以达到任意倍数的分频目的为现有技术，在此不作原理性描述，具体可参照于2018年8月31日公开的公开号为CN108471306A的专利文件《一种任意整数倍数分频器》，其可以通过增加或者减少D触发器的数量，任意调节分频的倍数，与本实施方式中的分频器效果一致。

作为本发明的一种优选的实施方式，脉冲信号产生模块12还包括开关SW2、电流源IB2、电流互感器CT、电容C3、施密特反相器XP1、反相器XP2和或非门XP3；优选地，电流源IB2为整个控制电路内部产生的偏置电流。

电流源IB2通过电流互感器CT与施密特反相器XP1的输入端连接以为逻辑电路提供电流信号；

反相器XP2的输入端与施密特反相器XP1的输出端连接，反相器XP2的输出端与或非门XP3的一输入端连接；

电容C3设置于电流互感器CT和施密特反相器XP1之间的支路上且接地；

电流互感器CT通过开关SW2接地，开关SW2的控制端接分频器121的输出端，分频器121的输出端还连接或非门XP3的另一输入端。

脉冲信号产生模块12的逻辑运算如下所述：

当分频器121输出高电平时，或非门XP3的一输入端为高电平，根据或非门的逻辑运算原理，或非门XP3直接输出低电平。因此当低频振荡信号V0SC2为高电平时，脉冲信号产生模块12直接输出低电平，仅需要考虑当低频振荡信号V0SC2为低电平时，脉冲信号产生模块12的脉冲信号输出情况。

当分频器121输出低电平时，开关SW2断开，电流源IB2给电流互感器CT充电，电流互感器CT输出高电平，施密特反相器XP1输出高电平，反相器XP2输出低电平，或非门XP3输出高电平；充电一段时间后，电流互感器CT输出的高电平电压超过施密特反相器XP1的上阈值电压时，施密特反相器XP1输出低电平，反相器XP2输出高电平，或非门XP3输出低电平；至此完成一个周期的脉冲信号输出，等低频振荡信号V0SC2再次从高电平跳到低电平时，VPULSE重新产生高电平。

根据上述逻辑运算原理可知，充电时间即为高频脉冲占分频器121输出的振荡信号V01一个周期的时间，由于电流源IB2给电流互感器CT的充电时间极短，即电流互感器CT输出的高电平电压很快会超过施密特反相器XP1的上阈值电压，所以经过分频和电路逻辑运算后的低频振荡信号V0SC2产生一极低占空比信号VPULSE。

作为本发明的一种优选的实施方式，如图10所示，电荷泵模块3包括电荷泵芯(Charge pump Core)、开关SW3、电容CD1；

电荷泵芯接收高频震荡模块2提供的工作能量并与开关SW3串联，电容CD1设置于电荷泵模块3的输出端和开关SW3之间的支路上且接地，支路节点为VB节点；开关SW3的控制端接信号产生模块1的脉冲信号输出端；

当信号产生模块1输出高电平信号时，高频振荡模块2为电荷泵模块3提供工作能量，同时，开关SW3闭合，电容CD1充电，VB节点电压上升，电荷泵模块3为栅极驱动模块4提供工作能量；

当信号产生模块1输出低电平信号时，高频振荡模块2进入休眠状态，同时，开关SW3断开，电容CD1放电以维持电荷泵模块3输出端的高电平电压。

具体地，当VPULSE为高电平时，电荷泵模块3接收高频振荡模块2提供的高频振荡信号，并产生高电平信号给栅极驱动模块4驱动负载开关5；在VPULSE为低电平时，开关SW3断开，且高频振荡模块2和电荷泵模块3均处于休眠状态，电容CD2处于放电状态，由于电容两端电压不能突变，在短时间内可以维持VB节点电压不变，电容CD2上电流极低，所以VB节点电压在此期间只会缓慢下降。

作为本发明的一种优选的实施方式，如图11所示，栅极驱动模块4包括一电流镜电路、开关SW4、开关SW5和电容CD2，开关SW4和开关SW5的控制端接信号产生模块1的脉冲信号输出端；

电荷泵模块3与电流镜电路连接，电流镜电路包括复制电路M1和输出电路M2；复制电路M1用于接收电荷泵模块3输入的电平信号并将电平信号转为电压信号以为输出电路M2提供栅极偏压；输出电路M2接收复制电路M1输入的电压信号，输出产生具有电压增益效果的电压信号以为MOS管提供栅极偏压，输出电路M2的输出端与MOS管的栅极连接，如图11所示，连接节点为GATE节点；

开关SW4连接复制电路M1和电容CD2，开关SW5连接输出电路M21和电容CD2，电容CD2接地，电流镜电路、开关SW4、电容CD2和开关SW5构成回路，电容CD2与开关SW5之间设置有GATE节点以与N型MOS管(负载开关5)的栅极连接；

当信号产生模块1输出高电平信号时，开关SW4和开关SW5闭合，电容CD2充电，输出电路M2为MOS管提供栅极偏压，MOS管导通，VIN向VOUT提供能量；

当信号产生模块1输出低电平信号时，开关SW4和开关SW5断开，电容CD2放电以维持MOS管接收到的栅极偏压，即GATE节点电压。

具体地，当VPULSE为高电平时，开关SW3、开关SW4和开关SW5闭合，电荷泵模块3为栅极驱动模块4提供工作能量，栅极驱动模块4为N型MOS管(负载开关5)提供栅极偏压，MOS管导通，VIN向VOUT提供能量，在此过程中，电容CD1和电容CD2充电；

当VPULSE为低电平时，开关SW3、开关SW4和开关SW5断开，电荷泵模块3不再为栅极驱动模块4提供工作能量，栅极驱动模块4也不再为N型MOS管(负载开关5)提供栅极偏压，此时，由于电容两端电压不能突变，分别与电容CD1、电容CD2连接的VB节点和GATE节点电压在短时间内维持不变，即VB节点为栅极驱动模块4提供工作能量，GATE节点为N型MOS管(负载开关5)提供栅极偏压，电容CD1和电容CD2上的电流极低，在此期间，VB节点和GATE节点电压只会缓慢下降，N型MOS功率管仍然保持在导通状态下，直至VPULSE再次跳为高电平，当开关SW3、SW4和SW5重新闭合时，控制电路重复前面的动作，原先休眠的模块重新开始工作，又快速给电容CD1和电容CD2(VB节点和GATE节点)补充能量。由于控制信号VPULSE占空比极低，所以电荷泵模块3和栅极驱动模块4在整个时间周期内的工作电流极小，功耗极低。

作为本发明的一种优选的实施方式，整个控制电路的开关SW1-SW5为金属氧化物半导体场效应晶体管或双极型晶体管。优选地，以N型金属氧化物半导体场效应晶体管作为开关为例，当栅极接入高电平电压时，开关闭合，当栅极接入低电平电压时，开关断开。将MOS管或者BJT(Bipolar Junction Transistor，双极结型晶体管)三极管作为开关应用为现有技术，在此不作详述。

本发明提出了一种低功耗负载开关的控制电路，如图12所示，用较为简单的电路实现芯片的低功耗控制。采用N型MOS功率管设计，降低导通电阻，既能提高效率也能降低成本，N型功率通过charge pump的形式驱动，同时控制电路通过极小的电流去产生一个低频振荡信号，并通过对振荡信号处理后产生一极低占空比信号去控制其余模块工作还是休眠，以间歇控制的方式对功率管驱动电路进行控制，实现整个控制负载开关的低静态功耗。

对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神和基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。

此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

Claims (8)

1.一种低功耗的负载开关控制电路，其特征在于，包括信号产生模块、高频振荡模块、电荷泵模块、栅极驱动模块和负载开关，所述负载开关为一N沟道增强型MOS管；

所述信号产生模块产生一低占空比脉冲信号分别输出至所述高频振荡模块、所述电荷泵模块和所述栅极驱动模块；当所述脉冲信号为高电平时，控制所有模块工作，当所述脉冲信号为低电平时，控制所有模块休眠；

所述高频振荡模块的振荡信号输出端与所述电荷泵模块的输入端连接，所述高频振荡模块用于给所述电荷泵模块提供高频振荡信号；

所述电荷泵模块的电压信号输出端与所述栅极驱动模块的输入端连接，所述电荷泵模块用于给所述栅极驱动模块提供工作能量；

所述栅极驱动模块的电压信号输出端与所述MOS管的栅极连接，所述栅极驱动模块用于给所述MOS管提供栅极偏压，所述MOS管的漏极连接电源输入端，所述MOS管的源极连接电源输出端。

2.根据权利要求1所述的一种低功耗的负载开关控制电路，其特征在于，所述信号产生模块包括一低频振荡信号产生模块和一脉冲信号产生模块，所述低频振荡信号产生模块与所述脉冲信号产生模块连接，所述低频振荡信号产生模块用于给所述脉冲信号产生模块提供低频振荡信号，所述脉冲信号产生模块接收到所述低频振荡信号后输出一低占空比脉冲信号。

3.根据权利要求2所述的一种低功耗的负载开关控制电路，其特征在于，所述低频振荡信号产生模块包括可开合的开关SW1、电流源IB1、电阻RAMP、电容C1、电容C2，施密特反相器X1、反相器X2、反相器X3和反相器X4；

所述施密特反相器X1、反相器X2、反相器X3和反相器X4串联，用于调整逻辑控制电平；

所述电流源IB1通过所述电阻RAMP与所述施密特反相器X1的输入端连接以提供电流信号；

所述电容C1设置于所述电阻RAMP和所述施密特反相器X1之间的支路上且接地；

所述电容C2设置于所述反相器X2和所述反相器X3之间的支路上且接地；

所述电阻RAMP通过所述开关SW1接地，所述开关SW1的开合由所述反相器X4的输出端信号控制；

当所述反相器X4输出低电平时，所述开关SW1断开，所述电阻RAMP为上拉电阻，所述电阻RAMP的输出端固定在高电平，所述电容C1和所述电容C2充电，经过逻辑控制后，使所述反相器X4输出高电平；

当所述反相器X4输出高电平时，所述开关SW1闭合，所述电阻RAMP为下拉电阻，所述电阻RAMP的输出端固定在低电平，所述电容C1和所述电容C2放电，经逻辑控制后，使所述反相器X4输出低电平。

4.根据权利要求3所述的一种低功耗的负载开关控制电路，其特征在于，所述脉冲信号产生模块包括一分频器，所述分频器内设置有若干个DFF触发器以降低所述低频振荡信号的工作频率。

5.根据权利要求4所述的一种低功耗的负载开关控制电路，其特征在于，所述脉冲信号产生模块还包括可开合的开关SW2、电流源IB2、电流互感器CT、电容C3、施密特反相器XP1、反相器XP2和或非门XP3；

所述电流源IB2通过所述电流互感器CT与所述施密特反相器XP1的输入端连接以提供电流信号；

所述反相器XP2的输入端与所述施密特反相器XP1的输出端连接，所述反相器XP2的输出端与所述或非门XP3的一输入端连接；

所述电容C3设置于所述电流互感器CT和所述施密特反相器XP1之间的支路上且接地；

所述电流互感器CT通过所述开关SW2接地，所述开关SW2的开合控制端接所述分频器的输出端，所述分频器的输出端还连接所述或非门XP3的另一输入端；

当所述分频器输出低电平时，所述开关SW2断开，所述电流源IB2给所述电流互感器CT充电，所述电流互感器CT输出高电平，所述施密特反相器XP1输出高电平，所述反相器XP2输出低电平，所述或非门XP3输出高电平；充电一段时间后，电流互感器CT输出的高电平电压超过所述施密特反相器XP1的上阈值电压时，所述施密特反相器XP1输出低电平，所述反相器XP2输出高电平，所述或非门XP3输出低电平；

当所述分频器输出高电平时，所述或非门XP3的一输入端为高电平，所述或非门XP3直接输出低电平。

6.根据权利要求1所述的一种低功耗的负载开关控制电路，其特征在于，所述电荷泵模块包括电荷泵芯、可开合的开关SW3、电容CD1；

所述电荷泵芯与所述开关SW3串联，所述电容CD1设置于所述电荷泵模块的输出端和所述开关SW3之间的支路上且接地；所述开关SW3的开合控制端接所述信号产生模块的脉冲信号输出端；

当所述脉冲信号输出端产生高电平信号时，所述高频振荡模块为所述电荷泵模块提供工作能量，同时，所述开关SW3闭合，所述电容CD1充电，所述电荷泵模块为所述栅极驱动模块提供工作能量；

当所述脉冲信号输出端产生低电平信号时，所述高频振荡模块进入休眠状态，同时，所述开关SW3断开，所述电容CD1放电以维持所述电荷泵模块输出端的高电平电压。

7.根据权利要求6所述的一种低功耗的负载开关控制电路，其特征在于，所述栅极驱动模块包括一电流镜电路、可开合的开关SW4、可开合的开关SW5和电容CD2，所述开关SW4和所述开关SW5的控制端接所述信号产生模块的脉冲信号输出端；

所述电荷泵模块与所述电流镜电路连接，所述电流镜电路包括复制电路和输出电路；所述复制电路用于接收所述电荷泵模块输入的电平信号并将电平信号转为电压信号以为所述输出电路提供栅极偏压；所述输出电路用于接收所述复制电路输入的电压信号，输出产生具有电压增益效果的电压信号以为所述MOS管提供栅极偏压，所述输出电路的输出端与所述MOS管的栅极连接；

所述开关SW4连接所述复制电路和所述电容CD2，所述开关SW5连接所述输出电路和所述电容CD2，所述电容CD2接地，所述电流镜电路、所述开关SW4、所述电容CD2和所述开关SW5构成回路；

当所述脉冲信号输出端产生高电平信号时，所述开关SW4和所述开关SW5闭合，所述电容CD2充电，所述输出电路为所述MOS管提供栅极偏压，所述MOS管导通；

当所述脉冲信号输出端产生低电平信号时，所述开关SW4和所述开关SW5断开，所述电容CD2放电以维持所述MOS管接收到的栅极偏压。

8.根据权利要求3-7中任意一项所述的一种低功耗的负载开关控制电路，其特征在于，所述开关为金属氧化物半导体场效应晶体管或双极型晶体管。

Images