CN113328646B - 模块化多电平逆变器控制方法及系统 - Google Patents

模块化多电平逆变器控制方法及系统 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种模块化多电平逆变器控制方法及系统，建立以桥臂电流和子模块电容电压为状态量的状态方程，利用卡尔曼滤波算法获得桥臂中各子模块在当前控制周期状态向量的预测值；借助桥臂电流实际值提取子模块电容电压校正值；根据子模块电容电压校正值和模型预测控制算法，以模块化多电平逆变器各相输出电流和桥臂环流为控制目标，获取桥臂最优电平数；根据最优桥臂电平数和子模块电容电压校正值，通过判断桥臂电流充放电方向，对桥臂中各子模块的功率开关器件的驱动信号进行合理配置。本发明有效降低了独立电容电压传感器故障对系统可靠性的影响，在保证系统运行性能的前提下提高了模块化多电平逆变器的运行可靠性和稳定性。

Description

模块化多电平逆变器控制方法及系统
技术领域
本发明涉及模块化多电平变换器控制领域，特别是一种模块化多电平逆变器控制方法及系统。
背景技术
模块化多电平逆变器因其高度模块化的结构特点，可通过调节桥臂中的功率单元数来适应不同的电压等级，随着模块化多电平逆变器电压等级和功率等级的升高，功率单元数也随之增加，此时，模块化多电平逆变器的测量系统的硬件故障问题对系统运行可靠性的影响将变得不可忽视，因此，模块化多电平逆变器硬件装置成为影响变换器稳定、可靠运行的重要因素。在工程中，由于模块化多电平逆变器每个桥臂由多个子模块级联构成，传统测量方法需要多个电压传感器，导致电压传感器故障会增大对变换器稳定运行可靠性的影响程度，现有文献提出采用单电压传感器，但对于高压大功率系统，随着电压等级的提高，高压电压传感器的生产工艺难度也随之增大，同时在采用高压电压传感器进行模块化多电平逆变器的桥臂电压测量时，其测量精准度难以保证，导致较大的测量误差，因此。单电压传感器测量方法在实际中应用面临挑战，亟需通过其他方式简化硬件系统，因此，亟待探究一种适用于高压系统的简化型模块化多电平逆变器测量系统。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种模块化多电平逆变器控制方法及系统，在保证模块化多电平逆变器每相交流输出侧电流和桥臂环流控制性能的前提下，降低测量系统硬件复杂度，提高了控制可靠性和稳定性。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种模块化多电平逆变器控制方法，包括：在第k个控制周期对上桥臂所有子模块电容电压校正值
Figure BDA0003114761780000011
按照由小到大原则进行排序，当上桥臂电流为充电方向时，选取前
Figure BDA0003114761780000012
个子模块投入，其他子模块旁路；当上桥臂电流为放电方向时，选取后
Figure BDA0003114761780000013
个子模块投入，其他子模块旁路；其中，
Figure BDA0003114761780000014
为第k个控制周期的最优电平数；
Figure BDA0003114761780000015
的获取过程包括：利用电流传感器提取第(k-1)个控制周期的每相交流侧输出电流实际值ix(k-1)和桥臂环流实际值izx(k-1)，结合第k个控制周期子模块电容电压校正值
Figure BDA0003114761780000021
第(k-1)个控制周期的上桥臂电平数Lpx(k-1)，以交流侧输出电流和每相桥臂环流为控制目标，建立第k个控制周期的评价函数J(k)，当J(k)取值最小时，获得上桥臂的最优电平数
Figure BDA0003114761780000022
即：
当JL-1(k)<JL(k)且JL-1(k)<JL+1(k)时，
Figure BDA0003114761780000023
当JL(k)<JL-1(k)且JL(k)<JL+1(k)时，
Figure BDA0003114761780000024
当JL+1(k)<JL-1(k)且JL+1(k)<JL(k)时，
Figure BDA0003114761780000025
JL-1(k)表示当上桥臂电平数取为集合Qpx(k)中第一个元素Lpx(k-1)-1时，评价函数J(k)的计算数值；JL(k)表示当上桥臂电平数取为集合Qpx(k)中第二个元素Lpx(k-1)时，评价函数J(k)的计算数值；JL+1(k)表示当上桥臂电平数取为集合Qpx(k)中第三个元素Lpx(k-1)+1时，评价函数J(k)的计算数值。
本发明提供了简化的遍历思路，不需要按照传统模型预测控制方法对k控制周期的每个子模块驱动信号进行逐个遍历，只需要根据(k-1)控制周期的桥臂电平数，对k控制周期的电平数进行三种情况的遍历，降低了模型预测控制算法的运算量以及测量系统硬件复杂度，提高了计算效率以及控制可靠性、稳定性。
所述子模块电容电压校正值
Figure BDA0003114761780000026
的获取过程包括：根据第(k-1)个控制周期的误差协方差矩阵P(k-1)，提取第k个控制周期的卡尔曼增益矩阵K(k)，结合第k个控制周期的上桥臂电流实际值ipx(k)、第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值
Figure BDA0003114761780000027
提取第k个控制周期的状态向量预测误差值E(k)和校正值CR1(k)。CR1(k)＝K(k)*E(k)，得到上桥臂状态向量校正值
Figure BDA0003114761780000028
Figure BDA0003114761780000029
最终获得第k个控制周期的子模块电容电压校正值矩阵
Figure BDA00031147617800000210
Figure BDA00031147617800000211
本发明利用卡尔曼滤波预测误差，可对状态向量预测值进行校正，每个桥臂仅用一个电流传感器对电容电压进行预测，提高了预测精准度，进一步降低了硬件复杂度。
第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值
Figure BDA00031147617800000212
的获取过程包括：根据第(k-1)个控制周期内模块化多电平逆变器上桥臂各子模块的驱动信号si(k-1)、上桥臂电平数Lpx(k-1)，子模块电容电压udci(k)，建立包含第k个控制周期的上桥臂电流ipx(k)、udci(k)和第k个控制周期交流输出相电压ux(k)的状态向量Xpx(k)，i＝1,2,…,N表示子模块标号，N表示上桥臂子模块总数；利用第(k-1)个控制周期的上桥臂状态向量校正值
Figure BDA0003114761780000031
si(k-1)、第k个控制周期交流输出相电压ux(k)、直流母线电压Udc，推导得到第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值
Figure BDA0003114761780000032
该过程为获取上桥臂状态向量预测值
Figure BDA0003114761780000033
和获取上桥臂所有子模块电容电压校正值提供了模型基础。
本发明状态向量Xpx(k)的表达式为：Xpx(k)＝[ipx(k) udc1(k) … udcN(k)]T。为获取上桥臂状态向量预测值
Figure BDA0003114761780000034
提供了模型基础。
第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值
Figure BDA0003114761780000035
表示为：
Figure BDA0003114761780000036
其中，
Figure BDA0003114761780000037
Figure BDA0003114761780000038
V(k)＝[Udc ux(k)]T，Rs和Ls表示上桥臂等效电阻值和电感值，Csm为子模块电容值，Ts为控制周期，I为单位矩阵。该过程为获取上桥臂所有子模块电容电压校正值提供预测模型基础。
第k个控制周期的卡尔曼增益矩阵K(k)的表达式为：
Figure BDA0003114761780000039
其中，P(k|k-1)＝AP(k-1)AT+Q，Q表示状态噪声协方差矩阵，P(k-1)表示第(k-1)个控制周期的误差协方差矩阵，C为观测矩阵，R为测量噪声的协方差矩阵。该过程为计算第k个控制周期的卡尔曼增益矩阵K(k)提供数值基础。
第k个控制周期的状态向量预测误差值E(k)的表达式为：
Figure BDA00031147617800000310
其中，ipx(k)为第k个控制周期的上桥臂电流，
Figure BDA00031147617800000311
为第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值，C为观测矩阵。
通过卡尔曼滤波算法获得的上桥臂状态向量预测值与实际值存在误差，利用该误差可对每个控制周期内状态向量的预测值进行实时校正，提高了卡尔曼滤波算法的预测精准度。
第k个控制周期的评价函数J(k)的表达式为：
Figure BDA0003114761780000041
其中，
Figure BDA0003114761780000042
表示每相交流侧输出电流参考值，
Figure BDA0003114761780000043
表示每相桥臂环流参考值，
Figure BDA0003114761780000044
表示子模块电容电压参考值，λ1、λ2、λ3分别表示每相交流侧输出电流、每相桥臂环流、每相上桥臂和下桥臂所有子模块电容电压平均值的权重因子；
Figure BDA0003114761780000045
Lpx(k)＝{Qpx(k)}为第k个控制周期的上桥臂电平数，
Figure BDA0003114761780000046
表示下桥臂所有子模块电容电压校正值，Udc为直流母线电压，ux(k)为第k个控制周期交流输出相电压，Rs和Ls表示上桥臂等效电阻值和电感值，Csm为子模块电容值，Ts为控制周期，N为上桥臂子模块总数，Qpx(k)＝{Lpx(k-1)-1,Lpx(k-1),Lpx(k-1)+1}，Lpx(k-1)表示第(k-1)个控制周期的上桥臂电平数；
Figure BDA0003114761780000047
ipx(k-1)和inx(k-1)分别为采用电流传感器获得的第(k-1)个控制周期的上桥臂电流实际值和下桥臂电流实际值。
本发明每相桥臂只需安装2个电流传感器，用于测量上桥臂电流实际值和下桥臂电流实际值，即可获得每相桥臂的环流实际值和交流输出电流实际值，简化了模块化多电平逆变器测量系统的硬件结构，实用性强。
本发明还提供了一种模块化多电平逆变器控制系统，包括计算机设备；所述计算机设备被配置或编程为用于执行本发明上述方法的步骤。
本发明的控制系统还包括多个电流传感器；各电流传感器对应设置于模块化多电平逆变器各个上桥臂、各个下桥臂上，以及设置于模块化多电平逆变器每相交流输出侧的电压传感器；所述电流传感器、电压传感器均与所述计算机设备连接。
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：
1、本发明针对模块化多电平逆变器，为每个桥臂仅配置一个电流传感器，利用桥臂电流实际值，采用卡尔曼滤波算法对桥臂所有子模块电容电压值进行预测和校正，获得与实际电容电压相近的电压值，提高卡尔曼滤波预测精准度；相比传统采用独立电容电压传感器测量方法，本发明仅采用一个电流传感器，无需任何电压传感器，显著降低了测量系统硬件复杂度；相比单电压传感器测量方法，本发明采用单电流传感器，由于高压电压传感器生产工艺难度更大，因此本发明更易于应用于高压系统。
2、本发明在采用单电流传感器测量方法的基础上，借助模型预测控制方法的优势，在保证模块化多电平逆变器每相交流输出侧电流和桥臂环流控制性能的前提下，降低了测量系统硬件复杂度，提高了控制可靠性和稳定性。
附图说明
图1是用于本发明的三相模块化多电平换流器拓扑结构图；
图2是本发明一实施例卡尔曼预测算法流程图；
图3是本发明一实施例基于模型预测控制的卡尔曼滤波校正流程图；
图4(a)为本发明实施例模块化多电平换流器采用所提控制方法下的交流侧输出相电流波形图。
图4(b)为本发明实施例模块化多电平换流器采用所提控制方法下的交流侧输出相电流和其参考值的误差变化趋势图。
图5为本发明实施例模块化多电平换流器采用所提控制方法下的环流二倍频分量波形图。
图6(a)为本发明实施例模块化多电平换流器采用所提控制方法下的子模块电容电压校正值和其实际值的对比图。
图6(b)为本发明实施例模块化多电平换流器采用所提控制方法下的子模块电容电压校正值和其实际值的误差曲线图。
具体实施方式
本发明实施例将模块化多电平逆变器的每一个桥臂作为目标对象，为桥臂配置一个电流传感器获取桥臂电流实际值。以上桥臂为例，为上桥臂配置一个电流传感器，获取上桥臂电流实际值ipx(k)，在每相交流输出侧配置一个电压传感器，获取交流输出相电压ux(k)，x＝a,b,c表示任一相，k表示任一控制周期。本发明实施例具体实现步骤包括：
1)根据第(k-1)个控制周期内上桥臂各子模块的驱动信号si(k-1)、上桥臂电平数Lpx(k-1)，假设已知子模块电容电压udci(k)，建立包含ipx(k)、udci(k)和ux(k)的状态向量Xpx(k)，i＝1,2,…,N表示子模块标号，N表示上桥臂子模块总数；利用第(k-1)个控制周期的上桥臂状态向量校正值
Figure BDA0003114761780000061
si(k-1)、第k个控制周期交流输出相电压ux(k)、直流母线电压Udc，推导得到第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值
Figure BDA0003114761780000062
2)适当选取用于卡尔曼滤波算法的观测矩阵C、测量噪声的协方差矩阵R，根据第(k-1)个控制周期的误差协方差矩阵P(k-1)提取第k个控制周期的卡尔曼增益矩阵K(k)，结合第k个控制周期的上桥臂电流实际值ipx(k)、第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值
Figure BDA0003114761780000063
提取第k个控制周期的状态向量预测误差值E(k)和校正值CR1(k)，得到状态向量校正值
Figure BDA0003114761780000064
最终获得第k个控制周期的子模块电容电压校正值矩阵
Figure BDA0003114761780000065
3)利用电流传感器提取每相交流侧输出电流ix(k-1)和桥臂环流izx(k-1)，结合子模块电容电压校正值
Figure BDA0003114761780000066
第(k-1)个控制周期的上桥臂电平数Lpx(k-1)，以交流侧输出电流和每相桥臂环流为控制目标，建立第k个控制周期的评价函数J(k)，当J(k)取值最小时，获得上桥臂的最优电平数
Figure BDA0003114761780000067
4)在第k个控制周期对上桥臂所有子模块电容电压校正值
Figure BDA0003114761780000068
按照由小到大原则进行排序，通过判断上桥臂电流的充放电方向，结合上桥臂的最优电平数
Figure BDA0003114761780000069
对子模块驱动信号进行合理配置：当上桥臂电流为充电方向时，选取前
Figure BDA00031147617800000610
子模块投入，其他子模块旁路；当上桥臂电流为放电方向时，选取后
Figure BDA00031147617800000611
个子模块投入，其他子模块旁路。
步骤1)的具体实现过程包括：
由于根据第(k-1)个控制周期内上桥臂各子模块的驱动信号si(k-1)、上桥臂电平数Lpx(k-1)，假设已知子模块电容电压udci(k)，建立包含ipx(k)、udci(k)和ux(k)的状态向量Xpx(k)，如下式所示：
Xpx(k)＝[ipx(k) udc1(k) … udcN(k)]T；
利用第(k-1)个控制周期的上桥臂状态向量校正值
Figure BDA0003114761780000071
si(k-1)、第k个控制周期交流输出相电压ux(k)、直流母线电压Udc，推导得到第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值
Figure BDA0003114761780000072
如下式所示：
Figure BDA0003114761780000073
式中，
Figure BDA0003114761780000074
V(k)＝[Udc ux(k)]T，Rs和Ls表示上桥臂等效电阻值和电感值，Csm为子模块电容值，Ts为控制周期，I为单位矩阵。
步骤2)的具体实现过程包括：
根据第k个控制周期的误差协方差矩阵P(k)的计算过程计算第k个控制周期的先验误差矩阵P(k|k-1)，如下式所示：
P(k|k-1)＝AP(k-1)AT+Q；
式中，Q表示状态噪声协方差矩阵，表示为Q＝diag(a1 a2 ... a11)，a1＝a2＝…＝a11＝0.3。合理选取观测矩阵
Figure BDA0003114761780000075
测量噪声的协方差矩阵R＝[0.2]。本发明中所涉及的状态噪声协方差矩阵Q、观测矩阵C、测量噪声的协方差矩阵R的取值参考文献[1]中模型预测控制权重因子的取值)
[1]蔡杰，马亚琦.基于卡尔曼滤波的LCL并网逆变器有源阻尼策略[J].电力学报,32(5),2017,pp.359-364.
利用先验误差矩阵P(k|k-1)计算第k个控制周期的卡尔曼增益矩阵K(k)，如下式所示：
Figure BDA0003114761780000076
第k个控制周期的误差协方差矩阵P(k)的计算过程，如下式所示：
P(k)＝[I-C*K(k)]*P(k|k-1)；
依据第k个控制周期的误差协方差矩阵P(k)的计算过程，第(k-1)个控制周期的误差协方差矩阵P(k-1)是利用第(k-2)个控制周期的误差协方差矩阵P(k-2)和状态噪声协方差矩阵Q、观测矩阵C、测量噪声的协方差矩阵R计算获得的。
结合第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值
Figure BDA0003114761780000081
和上桥臂电流实际值ipx(k)，提取第k个控制周期的状态向量预测误差值E(k)，如下式所示：
Figure BDA0003114761780000082
状态向量预测校正值CR1(k)可计算为：
CR1(k)＝K(k)*E(k)；
则第k个控制周期的状态向量校正值
Figure BDA0003114761780000083
可计算为：
Figure BDA0003114761780000084
因此，可求取第k个控制周期的子模块电容电压校正值矩阵，如下式所示：
Figure BDA0003114761780000085
步骤3)的具体实现过程包括：
采用电流传感器获得第(k-1)个控制周期的上桥臂电流实际值ipx(k-1)和下桥臂电流实际值inx(k-1)，提取第(k-1)个控制周期的每相交流侧输出电流实际值ix(k-1)和桥臂环流实际值izx(k-1)，如下式所示：
Figure BDA0003114761780000086
根据第(k-1)个控制周期的上桥臂电平数Lpx(k-1)，可得到第k个控制周期的上桥臂电平数集合Qpx(k)表示如下：
Qpx(k)＝{Lpx(k-1)-1,Lpx(k-1),Lpx(k-1)+1}；
结合子模块电容电压校正值
Figure BDA0003114761780000087
同时依次选取集合Qpx(k)中3个电平元素作为第k个控制周期的上桥臂电平数Lpx(k)＝{Qpx(k)}，分别代入计算第k个控制周期的每相交流侧输出电流预测值
Figure BDA0003114761780000088
和桥臂环流预测值
Figure BDA0003114761780000089
如下所示：
Figure BDA0003114761780000091
式中，
Figure BDA0003114761780000092
表示下桥臂所有子模块电容电压校正值。以每相交流侧输出电流和桥臂环流为控制目标，建立第k个控制周期的评价函数J(k)，如下所示：
Figure BDA0003114761780000093
式中，
Figure BDA0003114761780000094
表示每相交流侧输出电流参考值，
Figure BDA0003114761780000095
表示每相桥臂环流参考值，
Figure BDA0003114761780000096
表示子模块电容电压参考值，λ1、λ2、λ3分别表示每相交流侧输出电流、每相桥臂环流、每相上桥臂和下桥臂所有子模块电容电压平均值的权重因子，用于对不同控制目标的控制作用强度进行调整。本发明中所涉及权重因子取值为：λ1＝1，λ2＝0.5，λ3＝0.005。(参考文献[2]中模型预测控制权重因子的取值)
[2]Mohsen Vatani,BehroozBahrani,Maryam Saeedifard,and MortenHovd.Indirect Finite Control Set Model Predictive Control of ModularMultilevel Converters[J].IEEE Transactions on Smart Grid,vol.6,no.3,2015,pp.1520-1529.
对应于集合Qpx(k)中三个电平元素，可依次求取评价函数J(k)的三个数值JL-1(k)、JL(k)、JL+1(k)，则根据以下判断条件可获得上桥臂的最优电平数
Figure BDA0003114761780000097
1)当JL-1(k)<JL(k)且JL-1(k)<JL+1(k)时，
Figure BDA0003114761780000098
2)当JL(k)<JL-1(k)且JL(k)<JL+1(k)时，
Figure BDA0003114761780000099
3)当JL+1(k)<JL-1(k)且JL+1(k)<JL(k)时，
Figure BDA00031147617800000910
上述三种电平取值情况中，JL-1(k)表示当上桥臂电平数取为集合Qpx(k)中第一个元素Lpx(k-1)-1时，评价函数J(k)的计算数值；JL(k)表示当上桥臂电平数取为集合Qpx(k)中第二个元素Lpx(k-1)时，评价函数J(k)的计算数值；JL+1(k)表示当上桥臂电平数取为集合Qpx(k)中第三个元素Lpx(k-1)+1时，评价函数J(k)的计算数值。
步骤4)的具体实现过程包括：
首先将第k个控制周期的上桥臂所有子模块电容电压校正值
Figure BDA0003114761780000101
按照由小到大的原则进行排序，从小到大依次编号1,2,..,N；然后判断第k个控制周期的上桥臂电流实际值ipx(k)的充电或放电方向，结合上桥臂的最优电平数
Figure BDA0003114761780000102
对子模块驱动信号进行合理配置：当上桥臂电流为充电方向时，选取编号为
Figure BDA0003114761780000103
的子模块，发送驱动信号1给前
Figure BDA0003114761780000104
个子模块控制其投入，其他子模块旁路；当上桥臂电流为放电方向时，选取编号为
Figure BDA0003114761780000105
的子模块，发送驱动信号0给后
Figure BDA0003114761780000106
个子模块控制其投入，其他子模块旁路。
本发明根据模块化多电平逆变器的拓扑特点，首先，以一个桥臂为例，配置一个电流传感器，获取上桥臂电流实际值，在每相交流输出侧配置一个电压传感器，获取交流输出相电压，结合桥臂所有子模块驱动信号，获得上桥臂状态向量预测值；然后，利用上桥臂状态向量预测值和桥臂电流实际值，获取子模块电容电压校正值；其次，构建包含桥臂电平数的评价函数，选取桥臂的最优电平数；最后，对桥臂所有子模块电容电压校正值按照由小到大原则进行排序，通过判断上桥臂电流的充放电方向，结合上桥臂的最优电平数，对子模块驱动信号进行合理配置。
图1为用于本发明的三相模块化多电平换流器拓扑结构图。图1中，模块化多电平换流器由三相桥臂并联构成，每相桥臂由上、下两个桥臂通过滤波电抗器L和桥臂电阻R串联组成，输入侧为直流电压，输出侧为交流电压；每个桥臂由N个半桥子模块级联构成(每个子模块配备有一个电容电压传感器)，每个子模块由2个串联的功率开关器件T1(D1)、T2(D2)和电容器C并联构成，每个功率开关器件分别由一个IGBT(T1、T2)和一个反并联二极管(D1、D2)构成，若设置每个子模块的开关信号为si(i＝1～N)，当T1导通时，si＝1，当T2导通时，si＝0；设电容电压为udci，则功率单元的输出电压usmi与开关信号之间的关系为
Figure BDA0003114761780000107
图中，六个桥臂的电压和电流分别为uj(j＝1～6)和ij。三相模块化多电平换流器包含六个桥臂，共6N个半桥子模块。
图2为卡尔曼预测算法流程图。以上桥臂为例，公式(1)为
Figure BDA0003114761780000108
其中，
Figure BDA0003114761780000111
Xpx(k)＝[ipx(k) udc1(k) … udcN(k)]T，V(k)＝[Udc ux(k)]T，Rs和Ls表示上桥臂等效电阻值和电感值，Csm为子模块电容值，Ts为控制周期，I为单位矩阵；
公式(2)为
P(k|k-1)＝AP(k-1)AT+Q，
公式(3)为
Figure BDA0003114761780000112
公式(4)为
P(k)＝[I-C*K(k)]*P(k|k-1)，
公式(5)为
Figure BDA0003114761780000113
公式(6)为
Figure BDA0003114761780000114
公式(7)为
Figure BDA0003114761780000115
图3为基于模型预测控制的卡尔曼滤波校正流程图。以上桥臂为例，公式(1)为
Qpx(k)＝{Lpx(k-1)-1,Lpx(k-1),Lpx(k-1)+1}，
公式(2)为
Figure BDA0003114761780000116
公式(3)为
Figure BDA0003114761780000121
公式(4)为
Figure BDA0003114761780000122
式中，
Figure BDA0003114761780000123
表示下桥臂所有子模块电容电压校正值，
Figure BDA0003114761780000124
表示上桥臂所有子模块电容电压校正值，上下桥臂的子模块电容电压校正值都是通过卡尔曼滤波算法得到，N表示桥臂子模块总数；
公式(5)为
Figure BDA0003114761780000125
式中，
Figure BDA0003114761780000126
表示每相交流侧输出电流参考值，
Figure BDA0003114761780000127
表示每相桥臂环流参考值，
Figure BDA0003114761780000128
表示子模块电容电压参考值，λ1、λ2、λ3分别表示每相交流侧输出电流、每相桥臂环流、每相上桥臂和下桥臂所有子模块电容电压平均值的权重因子，用于对不同控制目标的控制作用强度进行调整。对应于集合Qpx(k)中三个电平元素，可依次求取评价函数J(k)的三个数值JL-1(k)、JL(k)、JL+1(k)，则根据以下判断条件可获得上桥臂的最优电平数
Figure BDA0003114761780000129
1)当JL-1(k)<JL(k)且JL-1(k)<JL+1(k)时，
Figure BDA00031147617800001210
2)当JL(k)<JL-1(k)且JL(k)<JL+1(k)时，
Figure BDA00031147617800001211
3)当JL+1(k)<JL-1(k)且JL+1(k)<JL(k)时，
Figure BDA00031147617800001212
根据桥臂最优电平数
Figure BDA00031147617800001213
对子模块电容电压校正值
Figure BDA00031147617800001214
进行电压排序算法，得出桥臂中功率开关管的驱动信号si(k)。
图4(a)为本发明实施例模块化多电平换流器采用所提控制方法下的交流侧输出相电流波形图。以一相为例，图中输出相电流波形与其参考电流波形几乎重合，表明所提控制方法中的输出相电流跟踪性能良好。
图4(b)为本发明实施例模块化多电平换流器采用所提控制方法下的交流侧输出相电流和其参考值的误差变化趋势图。以一相为例，图中输出相电流和其参考电流的误差稳定在±0.15内，误差较小，控制效果较好。
图5为本发明实施例模块化多电平换流器采用所提控制方法下的环流二倍频分量波形图。以一相为例，图中环流二倍频分量最终稳定在±2范围内，表明通过所提控制方法能对环流中的二倍频分量进行有效抑制。
图6(a)为本发明实施例模块化多电平换流器采用所提控制方法下的子模块电容电压校正值和其实际值的对比图。以一个子模块为例，图中通过所提预测算法得到的子模块电容电压校正值与用电压传感器测量出来的子模块电容电压实际值几乎一致，表明卡尔曼滤波算法能有效精确地预测出子模块电容电压。
图6(b)为本发明实施例模块化多电平换流器采用所提控制方法下的子模块电容电压校正值和其实际值的误差曲线图。以一个子模块为例，图6(b)中子模块电容电压校正值与其实际值的误差最终能稳定在±1范围内，验证了卡尔曼滤波算法进行子模块电容电压预测的可行性。

Claims (6)

1.一种模块化多电平逆变器控制方法，其特征在于，包括：在第k个控制周期对上桥臂所有子模块电容电压校正值
Figure FDA0003529864640000011
按照由小到大原则进行排序，当上桥臂电流为充电方向时，选取前
Figure FDA0003529864640000012
个子模块投入，其他子模块旁路；当上桥臂电流为放电方向时，选取后
Figure FDA0003529864640000013
个子模块投入，其他子模块旁路；
其中，
Figure FDA0003529864640000014
为第k个控制周期的最优电平数；
Figure FDA0003529864640000015
的获取过程包括：利用电流传感器提取第(k-1)个控制周期的每相交流侧输出电流实际值ix(k-1)和桥臂环流实际值izx(k-1)，结合第k个控制周期子模块电容电压校正值
Figure FDA0003529864640000016
第(k-1)个控制周期的上桥臂电平数Lpx(k-1)，以每相交流侧输出电流和每相桥臂环流为控制目标，建立第k个控制周期的评价函数J(k)，当J(k)取值最小时，获得上桥臂的最优电平数
Figure FDA0003529864640000017
即：
当JL-1(k)<JL(k)且JL-1(k)<JL+1(k)时，
Figure FDA0003529864640000018
当JL(k)<JL-1(k)且JL(k)<JL+1(k)时，
Figure FDA0003529864640000019
当JL+1(k)<JL-1(k)且JL+1(k)<JL(k)时，
Figure FDA00035298646400000110
JL-1(k)表示当上桥臂电平数取为集合Qpx(k)中第一个元素Lpx(k-1)-1时，评价函数J(k)的计算数值；JL(k)表示当上桥臂电平数取为集合Qpx(k)中第二个元素Lpx(k-1)时，评价函数J(k)的计算数值；JL+1(k)表示当上桥臂电平数取为集合Qpx(k)中第三个元素Lpx(k-1)+1时，评价函数J(k)的计算数值；k个控制周期的评价函数J(k)的表达式为：
Figure FDA00035298646400000111
其中，
Figure FDA00035298646400000112
表示每相交流侧输出电流参考值，
Figure FDA00035298646400000113
表示每相桥臂环流参考值，
Figure FDA00035298646400000114
表示子模块电容电压参考值，λ1、λ2、λ3分别表示每相交流侧输出电流、每相桥臂环流、每相上桥臂和下桥臂所有子模块电容电压平均值的权重因子；
Figure FDA0003529864640000021
Figure FDA0003529864640000022
Figure FDA0003529864640000023
Figure FDA0003529864640000024
Lpx(k)＝{Qpx(k)}为第k个控制周期的上桥臂电平数，
Figure FDA0003529864640000025
表示下桥臂所有子模块电容电压校正值，Udc为直流母线电压，ux(k)为第k个控制周期交流输出相电压，Rs和Ls表示上桥臂等效电阻值和电感值，Csm为子模块电容值，Ts为控制周期，N为上桥臂子模块总数，Qpx(k)＝{Lpx(k-1)-1,Lpx(k-1),Lpx(k-1)+1}，Lpx(k-1)表示第(k-1)个控制周期的上桥臂电平数；
Figure FDA0003529864640000026
ipx(k-1)和inx(k-1)分别为采用电流传感器获得的第(k-1)个控制周期的上桥臂电流实际值和下桥臂电流实际值；
所述子模块电容电压校正值
Figure FDA0003529864640000027
的获取过程包括：根据第(k-1)个控制周期的误差协方差矩阵P(k-1)，提取第k个控制周期的卡尔曼增益矩阵K(k)，结合第k个控制周期的上桥臂电流实际值ipx(k)、第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值
Figure FDA0003529864640000028
提取第k个控制周期的状态向量预测误差值E(k)和校正值CR1(k)，CR1(k)＝K(k)*E(k)，得到上桥臂状态向量校正值
Figure FDA0003529864640000029
Figure FDA00035298646400000210
最终获得第k个控制周期的子模块电容电压校正值矩阵
Figure FDA00035298646400000211
Figure FDA00035298646400000212
第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值
Figure FDA00035298646400000213
的获取过程包括：根据第(k-1)个控制周期内模块化多电平逆变器上桥臂各子模块的驱动信号si(k-1)、上桥臂电平数Lpx(k-1)、子模块电容电压udci(k)，建立包含第k个控制周期的上桥臂电流ipx(k)、子模块电容电压udci(k)和第k个控制周期交流输出相电压ux(k)的状态向量Xpx(k)，i＝1,2,…,N，i表示子模块标号，N表示上桥臂子模块总数；利用第(k-1)个控制周期的上桥臂状态向量校正值
Figure FDA0003529864640000031
各子模块的驱动信号si(k-1)、第k个控制周期交流输出相电压ux(k)、直流母线电压Udc，推导得到第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值
Figure FDA0003529864640000032
状态向量Xpx(k)的表达式为：Xpx(k)＝[ipx(k) udc1(k)…udcN(k)]T。
2.根据权利要求1所述的模块化多电平逆变器控制方法，其特征在于，第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值
Figure FDA0003529864640000033
表示为：
Figure FDA0003529864640000034
其中，
Figure FDA0003529864640000035
V(k)＝[Udc ux(k)]T，Rs和Ls表示上桥臂等效电阻值和电感值，Csm为子模块电容值，Ts为控制周期，I为单位矩阵。
3.根据权利要求2所述的模块化多电平逆变器控制方法，其特征在于，第k个控制周期的卡尔曼增益矩阵K(k)的表达式为：
Figure FDA0003529864640000036
其中，P(k|k-1)＝AP(k-1)AT+Q，Q表示状态噪声协方差矩阵，P(k-1)表示第(k-1)个控制周期的误差协方差矩阵，C为观测矩阵，R为测量噪声的协方差矩阵。
4.根据权利要求1所述的模块化多电平逆变器控制方法，其特征在于，第k个控制周期的状态向量预测误差值E(k)的表达式为：
Figure FDA0003529864640000037
其中，ipx(k)为第k个控制周期的上桥臂电流，
Figure FDA0003529864640000038
为第k个控制周期的上桥臂状态向量预测值，C为观测矩阵。
5.一种模块化多电平逆变器控制系统，其特征在于，包括计算机设备；所述计算机设备被配置或编程为用于执行权利要求1～4之一所述方法的步骤。
6.根据权利要求5所述的控制系统，其特征在于，还包括多个电流传感器；各电流传感器对应设置于模块化多电平逆变器各个上桥臂、各个下桥臂上，以及设置于模块化多电平逆变器每相交流输出侧的电压传感器；所述电流传感器、电压传感器均与所述计算机设备连接。
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