CN113300587A - 一种功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法及其装置 - Google Patents

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Abstract

一种功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法及其装置。控制方法包括：步骤一、采样所述脉冲序列控制方法中后续计算所需的电压、电流量；步骤二、根据采样所得量计算电流参考信号，同时根据输出电压和参考电压的关系选择该半个工频周期的有效控制脉冲系数；步骤三、根据该系数与采样所得量计算占空比信号；步骤四、根据所计算的占空比信号控制所述功率因数校正变换器的开关管的通断。本发明控制装置的电压和电流控制环路相互解耦，且无需补偿网络的设计，可以同时获得高功率因数和快速的瞬态响应。

Description

一种功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法及其装置
技术领域
本发明涉及功率因数校正变换器，特别是一种连续工作模式功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法及其装置。
背景技术
功率因数校正变换器可以降低电力电子装置对公共电网的谐波污染，具有功率因数高、体积小、成本低等优点。工作于电感电流连续模式(CCM)的功率因数校正变换器通常采用平均电流(ACM)控制方式，因其具有输入功率因数高、电流纹波小、抗干扰能力强、开关频率恒定等优点，非常适用于中大功率场合。然而，传统的平均电流控制具有电压和电流两个相互耦合的控制环路，故其具有补偿网络设计困难、瞬态响应速度慢等缺点。
脉冲序列(PT)控制是近年来提出的一种新颖的开关DC-DC变换器控制方法，PT控制器能产生两个开关频率相同、占空比不同的脉冲信号，并根据输出电压与参考电压的关系选择合适的控制脉冲信号来实现对输出电压的控制。PT控制本质上是一种非线性的离散控制方法，具有无需补偿网络，控制电路实现简单，对输入电压和负载变化具有快速瞬态响应的优点。
发明内容
针对上述传统平均电流控制方案中存在补偿网络设计困难、瞬态响应速度慢等问题，本发明提出一种连续工作模式功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法，该方法无需补偿网络，并采用高、低功率占空比信号实现控制，使之同时获得单位功率因数和快速的瞬态响应。
实现本发明目的的技术方案是：
一种连续工作模式功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法，包括在一个开关周期开始时刻，检测所述连续工作模式功率因数校正变换器的整流后的输入电压Vrec、电感电流iL以及负载电流Io，并通过峰值检测得到输入电压峰值Vm；
结合预设的参考电压Vref，计算产生参考电流
Figure BDA0003070655730000021
在半个工频周期开始时刻，检测所述连续工作模式功率因数校正变换器的输出电压Vo，比较输出电压Vo和参考电压Vref的关系，若输出电压Vo低于参考电压Vref，选定高功率控制脉冲系数nH并计算高功率占空比信号
Figure BDA0003070655730000022
作为该半个工频周期的控制信号；反之，若输出电压Vo高于参考电压Vref，选定低功率控制脉冲系数nL并计算低功率占空比信号
Figure BDA0003070655730000023
作为该半个工频周期的控制脉冲信号；其中，Iref为参考电流，fs为开关频率，L为电感值。
将计算所得高、低功率占空比信号和三角载波比较产生驱动信号用于驱动所述连续工作模式功率因数校正变换器的开关管。
一种连续工作模式功率因数校正变换器的脉冲序列控制装置，包括采样模块、参考电流产生模块、控制脉冲系数选择模块、占空比产生模块和驱动脉冲产生模块；
在一个开关周期开始时刻，第一电压采样模块检测所述连续工作模式功率因数校正变换器的整流后的输入电压Vrec并计算输入电压峰值Vm，第一电流采样模块检测其电感电流iL，第二电流采样模块检测负载电流Io；
第一电压采样模块和第二电流采样模块输出至参考电流产生模块，结合预设的参考电压Vref，计算产生参考电流
Figure BDA0003070655730000024
具体的，该模块包括第一乘法器和第二乘法器，其中，第一乘法器的两个输入端分别连接第一电压采样模块的输出Vrec和系数
Figure BDA0003070655730000025
第二乘法器的两个输入端分别连接第二电流采样模块的输出Io和第一乘法器的输出
Figure BDA0003070655730000026
其输出为参考电流
Figure BDA0003070655730000027
在半个工频周期开始时刻，第二电压采样模块检测所述连续工作模式功率因数校正变换器的输出电压Vo，输出电压Vo和参考电压Vref连接至第一比较器的两个输入端，并输出至控制脉冲系数选择模块。若输出电压Vo低于参考电压Vref，即第一比较器输出为0，则选定高功率控制脉冲系数nH作为控制脉冲系数选择模块的输出，反之，若输出电压Vo高于参考电压Vref，即第一比较器输出为1，则选定低功率控制脉冲系数nL作为控制脉冲系数选择模块的输出；
第一电压采样模块、第一电流采样模块、参考电流产生模块和控制脉冲系数选择模块输出至占空比产生模块，结合预设的参考电压Vref，计算高功率占空比信号
Figure BDA0003070655730000031
或低功率占空比信号
Figure BDA0003070655730000032
作为该半个工频周期的控制信号：具体的，该模块包括第一占空比产生模块和第二占空比产生模块，其中，第一占空比产生模块包括第三乘法器和第一减法器，第一减法器的两个输入端分别连接参考电流产生模块的输出Iref和第一电流采样模块的输出iL，第三乘法器的两个输入端分别连接第一减法器的输出(Iref-iL)和系数
Figure BDA0003070655730000033
其输出为第一部分占空比
Figure BDA0003070655730000034
第二占空比产生模块包括第四乘法器、第五乘法器和第二减法器，第四乘法器的两个输入端分别连接第一电压采样模块的输出Vrec和系数
Figure BDA0003070655730000035
第二减法器的两个输入端分别连接第四乘法器的输出
Figure BDA0003070655730000036
和常数1，第五乘法器的两个输入端分别连接第二减法器的输出
Figure BDA0003070655730000037
和控制脉冲系数选择模块的输出nH或nL，其输出为第二部分占空比
Figure BDA0003070655730000038
或
Figure BDA0003070655730000039
第一部分占空比和第二部分占空比的输出结果连接至加法器的两个输入端，其输出为高功率占空比信号
Figure BDA00030706557300000310
或低功率占空比信号
Figure BDA0003070655730000041
将计算所得高、低功率占空比信号送入驱动脉冲产生模块，将其和三角载波接入第二比较器的两个输入端，第二比较器的输出端产生驱动信号用于驱动所述连续工作模式功率因数校正变换器的开关管。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1.本发明为连续工作模式功率因数校正变换器提供了一种简单可靠的控制方法。该方法的电压和电流控制环路相互解耦，且无需补偿网络的设计，同时获得了高功率因数和快速的瞬态响应。
2.本发明的输出电压采样每半个工频周期采样一次，极大地降低了采样频率，降低了装置成本。
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
附图说明
图1是本发明提出的连续工作模式功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法和装置的结构框图。
图2是本发明提出的连续工作模式功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法和装置的具体计算流程图。
图3是实现本发明实施例的一种具体电路连接图。
图4是本发明实施例的连续模式Boost功率因数校正变换器稳态条件下的输入电流时域仿真波形图。
图5是传统平均电流控制连续模式Boost功率因数校正变换器在负载发生变化(负载功率在1s由300W跳变至150W)时变换器的时域仿真波形图，其中图5(a)是输出电压时域仿真波形图，图5(b)是输入电流时域仿真波形图，图5(c)是输出电流时域仿真波形图。
图6是本发明控制连续模式Boost功率因数校正变换器在负载发生变化(负载功率在1s由300W跳变至150W)时变换器的时域仿真波形图，其中图6(a)是输出电压时域仿真波形图，图6(b)是输入电流时域仿真波形图，图6(c)是输出电流时域仿真波形图。
图7是传统平均电流控制连续模式Boost功率因数校正变换器在负载发生变化(负载功率在1s由150W跳变至300W)时变换器的时域仿真波形图，其中图7(a)是输出电压时域仿真波形图，图7(b)是输入电流时域仿真波形图，图7(c)是输出电流时域仿真波形图。
图8是本发明控制连续模式Boost功率因数校正变换器在负载发生变化(负载功率在1s由150W跳变至300W)时变换器的时域仿真波形图，其中图8(a)是输出电压时域仿真波形图，图8(b)是输入电流时域仿真波形图，图8(c)是输出电流时域仿真波形图。
图9是传统平均电流控制连续模式Boost功率因数校正变换器在输入电压发生变化(输入电压在1s由132Vac跳变至90Vac)时变换器的时域仿真波形图，其中图9(a)是输出电压时域仿真波形图，图9(b)是输入电压时域仿真波形图，图9(c)是输入电流时域仿真波形图。
图10是本发明控制连续模式Boost功率因数校正变换器在输入电压发生变化(输入电压在1s由132Vac跳变至90Vac)时变换器的时域仿真波形图，其中图10(a)是输出电压时域仿真波形图，图10(b)是输入电压时域仿真波形图，图10(c)是输入电流时域仿真波形图。
图11是传统平均电流控制连续模式Boost功率因数校正变换器在输入电压发生变化(输入电压在1s由90Vac跳变至132Vac)时变换器的时域仿真波形图，其中图11(a)是输出电压时域仿真波形图，图11(b)是输入电压时域仿真波形图，图11(c)是输入电流时域仿真波形图。
图12是传统平均电流控制连续模式Boost功率因数校正变换器在输入电压发生变化(输入电压在1s由90Vac跳变至132Vac)时变换器的时域仿真波形图，其中图12(a)是输出电压时域仿真波形图，图12(b)是输入电压时域仿真波形图，图12(c)是输入电流时域仿真波形图。
具体实施方式
以下所描述的实施例，并非仅仅是针对某一个具体实施例的描述，而是对于具有某类技术特征的潜在的实施例的选择性描述，某些技术特征并非是必须存在的。具体到某一具体实施例，其是下面某些技术特征的组合，只要这种组合不是逻辑上的相互矛盾，或者无意义。本发明任意位置出现的“可以/可以是”(may，may be，表示选择，暗示可能还存在其它的替代方式；如果语境中表达“能力”的则除外)，是一种优选的实施例的描述方式，其可以是潜在的其它的替代方式。本发明任意位置出现的技术术语“大致”、“近似”“接近”等近似描述词语(如果存在)描述时，其所要表达的含义是并非要求在严格的实际参数测量后，得出的数据严格符合一般的数学定义，因为不存在完全符合数学定义的物理实体，并非含糊其辞、模棱两可从而导致不清楚。
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明进行详细地说明。
如图1所示为本发明提出的连续工作模式功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法和装置的结构框图，包括采样模块、参考电流产生模块、控制脉冲系数选择模块、占空比产生模块和驱动脉冲产生模块。
如图2所示为本发明提出的连续工作模式功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法和装置的具体计算流程图，图中给出了参考电流产生模块以及占空比产生模块的具体计算式，根据该式所设计的本发明实施例的一种具体电路连接图如图3所示。
在一个开关周期开始时刻，第一电压采样模块检测所述连续工作模式功率因数校正变换器的整流后的输入电压Vrec并计算输入电压峰值Vm，第一电流采样模块检测其电感电流iL，第二电流采样模块检测负载电流Io；
第一电压采样模块和第二电流采样模块输出至参考电流产生模块，结合预设的参考电压Vref，计算产生参考电流
Figure BDA0003070655730000061
具体的，该模块包括第一乘法器和第二乘法器，其中，第一乘法器的两个输入端分别连接第一电压采样模块的输出Vrec和系数
Figure BDA0003070655730000062
第二乘法器的两个输入端分别连接第二电流采样模块的输出Io和第一乘法器的输出
Figure BDA0003070655730000063
其输出为参考电流
Figure BDA0003070655730000064
在半个工频周期开始时刻，第二电压采样模块检测所述连续工作模式功率因数校正变换器的输出电压Vo，输出电压Vo和参考电压Vref连接至第一比较器的两个输入端，并输出至控制脉冲系数选择模块。若输出电压Vo低于参考电压Vref，即第一比较器输出为0，则选定高功率控制脉冲系数nH作为控制脉冲系数选择模块的输出，反之，若输出电压Vo高于参考电压Vref，即第一比较器输出为1，则选定低功率控制脉冲系数nL作为控制脉冲系数选择模块的输出；
第一电压采样模块、第一电流采样模块、参考电流产生模块和控制脉冲系数选择模块输出至占空比产生模块，结合预设的参考电压Vref，计算高功率占空比信号
Figure BDA0003070655730000071
或低功率占空比信号
Figure BDA0003070655730000072
作为该半个工频周期的控制信号：具体的，该模块包括第一占空比产生模块和第二占空比产生模块，其中，第一占空比产生模块包括第三乘法器和第一减法器，第一减法器的两个输入端分别连接参考电流产生模块的输出Iref和第一电流采样模块的输出iL，第三乘法器的两个输入端分别连接第一减法器的输出(Iref-iL)和系数
Figure BDA0003070655730000073
其输出为第一部分占空比
Figure BDA0003070655730000074
第二占空比产生模块包括第四乘法器、第五乘法器和第二减法器，第四乘法器的两个输入端分别连接第一电压采样模块的输出Vrec和系数
Figure BDA0003070655730000075
第二减法器的两个输入端分别连接第四乘法器的输出
Figure BDA0003070655730000076
和常数1，第五乘法器的两个输入端分别连接第二减法器的输出
Figure BDA0003070655730000077
和控制脉冲系数选择模块的输出nH或nL，其输出为第二部分占空比
Figure BDA0003070655730000078
或
Figure BDA0003070655730000079
第一部分占空比和第二部分占空比的输出结果连接至加法器的两个输入端，其输出为高功率占空比信号
Figure BDA00030706557300000710
或低功率占空比信号
Figure BDA00030706557300000711
将计算所得高、低功率占空比信号送入驱动脉冲产生模块，将其和三角载波接入第二比较器的两个输入端，第二比较器的输出端产生驱动信号用于驱动所述连续工作模式功率因数校正变换器的开关管。
下面对本实施例的方案进行时域仿真，仿真条件设定：开关频率fs＝50Khz，电感值L取2mH，输出电压参考值Vref＝400V，输入电压vin＝90Vac～132Vac，额定输出功率300W，输出滤波电容C＝220uF，采用Psim软件进行时域仿真，结果如下：
如图4所示为额定情况时(Po＝300W)的输入电流波形，此时输入电流总谐波失真(THD)为1.36％，输入功率因数为99.99％，说明采用本发明提出的脉冲序列控制方法能使CCM Boost PFC变换器保持较高的输入功率因数与较低的输入电流总谐波失真(THD)。
图5为输入电压110Vac时，输出功率由300W跳变至150W时，传统平均电流控制连续模式Boost功率因数校正变换器时域仿真瞬态波形，图5(a)为输出电压波形，图5(b)为输入电流波形，图5(c)为负载电流波形，当输出功率发生300W至150W跳变时，系统输出电压抬升至449V，需要0.6s才回到稳态。
图6为输入电压110Vac时，输出功率由300W跳变至150W时，本发明控制连续模式Boost功率因数校正变换器时域仿真瞬态波形，图6(a)为输出电压波形，图6(b)为输入电流波形，图6(c)为负载电流波形，当输出功率发生300W至150W跳变时，系统输出电压几乎没有超调和跌落，仅需半个工频周期回到稳态。
图7为输入电压110Vac时，输出功率由150W跳变至300W时，传统平均电流控制连续模式Boost功率因数校正变换器时域仿真瞬态波形，图7(a)为输出电压波形，图7(b)为输入电流波形，图7(c)为负载电流波形，当输出功率发生150W至300W跳变时，系统输出电压跌落至354V，需要0.4s才回到稳态。
图8为输入电压110Vac时，输出功率由150W跳变至300W时，本发明控制连续模式Boost功率因数校正变换器时域仿真瞬态波形，图8(a)为输出电压波形，图8(b)为输入电流波形，图8(c)为负载电流波形，当输出功率发生150W至300W跳变时，系统输出电压几乎没有超调和跌落，仅需半个工频周期回到稳态。
由此可见，相较于传统平均电流控制的连续模式Boost功率因数校正变换器，采用本发明控制的变换器在输出功率发生变化时具有更好的瞬态响应。
图9为输出功率300W时，输入电压由90Vac跳变至132Vac时，传统平均电流控制连续模式Boost功率因数校正变换器时域仿真瞬态波形，图9(a)为输出电压波形，图9(b)为输入电压波形，图9(c)为输入电流波形，当输入电压发生90Vac至132Vac跳变时，系统输出电压抬升至483V，需要0.4s才回到稳态。
图10为输出功率300W时，输入电压由90Vac跳变至132Vac时，本发明控制连续模式Boost功率因数校正变换器时域仿真瞬态波形，图10(a)为输出电压波形，图10(b)为输入电压波形，图10(c)为输入电流波形，当输入电压发生90Vac至132Vac跳变时，系统输出电压无超调和跌落，仅需半个工频周期回到稳态。
图11为输出功率300W时，输入电压由132Vac跳变至90Vac时，传统平均电流控制连续模式Boost功率因数校正变换器时域仿真瞬态波形，图11(a)为输出电压波形，图11(b)为输入电压波形，图11(c)为输入电流波形，当输入电压发生132Vac至90Vac跳变时，系统输出电压跌落至343V，需要0.4s才回到稳态。
图12为输出功率300W时，输入电压由132Vac跳变至90Vac时，本发明控制连续模式Boost功率因数校正变换器时域仿真瞬态波形，图12(a)为输出电压波形，图12(b)为输入电压波形，图12(c)为输入电流波形，当输入电压发生132Vac至90Vac跳变时，系统输出电压无超调和跌落，仅需半个工频周期回到稳态。
由此可见，相较于传统平均电流控制的连续模式Boost功率因数校正变换器，采用本发明控制的变换器在输入电压发生变化时具有更好的瞬态响应。
以上实施例均是对本发明的优选设计描述，根据专利法及其相关的规定，实际保护范围以权利要求所确定的保护范围为准，而说明书的内容则可以用于解释权利要求的具体/更进一步的含义。在不脱离本发明的设计要点/精神的基础上，任何对本发明的润色或修饰，均应落入本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法，其特征在于，包括：步骤一、采样所述脉冲序列控制方法中后续计算所需的电压、电流量；步骤二、根据采样所得量计算参考电流信号，同时根据输出电压和参考电压的关系选择半个工频周期的有效控制脉冲系数；步骤三、根据该系数与采样所得量计算占空比信号；步骤四、根据所述占空比信号控制所述功率因数校正变换器的开关管的通断。
2.如权利要求1所述的功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法，其特征在于：在一个开关周期开始时刻，采样连续工作模式功率因数校正变换器的整流后的输入电压Vrec、电感电流iL以及负载电流Io，并通过峰值检测得到输入电压峰值Vm；在半个工频周期开始时刻采样所述连续工作模式功率因数校正变换器的输出电压Vo。
3.如权利要求2所述的功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法，其特征在于：参考电流信号的计算表达式为
Figure FDA0003070655720000011
其中Vref为预设的参考电压信号。
4.如权利要求2所述的功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法，其特征在于：在半个工频周期开始时刻，比较采样所得的输出电压Vo和参考电压Vref的关系，若输出电压Vo低于参考电压Vref，选定高功率控制脉冲系数nH并计算高功率占空比信号
Figure FDA0003070655720000012
作为该半个工频周期的控制信号；反之，若输出电压Vo高于参考电压Vref，选定低功率控制脉冲系数nL并计算低功率占空比信号
Figure FDA0003070655720000013
作为该半个工频周期的控制信号；其中，Iref为参考电流，fs为开关频率，L为电感值。
5.如权利要求1所述的功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法，其特征在于：所述脉冲序列控制方法可以采用数字或模拟方式实现。
6.一种使用权利要求1-5任一项所述的功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法的装置，其特征在于：包括采样模块、参考电流产生模块、控制脉冲系数选择模块、占空比产生模块、和驱动脉冲产生模块；采样模块在不同时段采样后续计算所需电压、电流量，将采样所得量送入参考电流产生模块中进行计算，同时控制脉冲系数选择模块根据输出电压和参考电压的关系选择该半个工频周期的有效控制脉冲系数，将该系数与采样所得量送入占空比产生模块中进行计算得到占空比信号，再送入驱动脉冲产生模块中产生驱动信号以驱动开关管。
7.如权利要求6所述的功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法的装置，其特征在于：采样模块采样整流后的输入电压Vrec、输入电压峰值Vm、输出电压Vo、电感电流iL以及负载电流Io。
8.如权利要求6所述的功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法的装置，其特征在于：参考电流产生模块根据输入电压Vrec、输入电压峰值Vm、负载电流Io以及预设好的输入电压Vref计算产生参考电流
Figure FDA0003070655720000021
9.如权利要求6所述的功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法的装置，其特征在于：控制脉冲系数选择模块每半个工频周期比较选择该半个工频周期的控制脉冲系数：当输出电压Vo>参考电压Vref时，控制脉冲系数选择模块选择低功率控制脉冲系数nL，送入占空比产生模块；当输出电压Vo<参考电压Vref时，控制脉冲系数选择模块选择高功率控制脉冲系数nH，送入占空比产生模块。
10.如权利要求6所述的功率因数校正变换器的脉冲序列控制方法的装置，其特征在于：占空比产生模块分为两部分，第一部分根据参考电流产生模块的输出Iref、采样所得iL、预设好的参考电压Vref、开关频率fs、电感值L，计算产生第一部分占空比
Figure FDA0003070655720000022
第二部分根据采样所得输入电压Vrec、选定的控制脉冲系数nH或nL以及预设的参考电压Vref计算产生第二部分占空比
Figure FDA0003070655720000023
或
Figure FDA0003070655720000024
两部分之和为高功率占空比信号
Figure FDA0003070655720000025
或低功率占空比信号
Figure FDA0003070655720000026
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