CN113296570A - 具有偏移校准的稳压器 - Google Patents

具有偏移校准的稳压器 Download PDF

Info

Publication number
CN113296570A
CN113296570A CN202110180576.0A CN202110180576A CN113296570A CN 113296570 A CN113296570 A CN 113296570A CN 202110180576 A CN202110180576 A CN 202110180576A CN 113296570 A CN113296570 A CN 113296570A
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
working electrode
calibration
offset
feedback amplifier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202110180576.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113296570B (zh
Inventor
M·卡努恩
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Semiconductor Components Industries LLC
Original Assignee
Semiconductor Components Industries LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from US16/948,409 external-priority patent/US12007358B2/en
Application filed by Semiconductor Components Industries LLC filed Critical Semiconductor Components Industries LLC
Publication of CN113296570A publication Critical patent/CN113296570A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113296570B publication Critical patent/CN113296570B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
    • G05F1/567—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for temperature compensation
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
    • G01N27/00—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means
    • G01N27/26—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means by investigating electrochemical variables; by using electrolysis or electrophoresis
    • G01N27/416—Systems
    • G01N27/4163—Systems checking the operation of, or calibrating, the measuring apparatus
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
    • G01N27/00—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means
    • G01N27/26—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means by investigating electrochemical variables; by using electrolysis or electrophoresis
    • G01N27/416—Systems
    • G01N27/417—Systems using cells, i.e. more than one cell and probes with solid electrolytes
    • G01N27/4175—Calibrating or checking the analyser
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
    • H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
    • H03F3/347—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/129—Indexing scheme relating to amplifiers there being a feedback over the complete amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/375—Circuitry to compensate the offset being present in an amplifier

Landscapes

  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electrochemistry (AREA)
  • Pathology (AREA)
  • Analytical Chemistry (AREA)
  • Biochemistry (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Molecular Biology (AREA)
  • Immunology (AREA)
  • Chemical Kinetics & Catalysis (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)

Abstract

本发明题为具有偏移校准的稳压器。一种轨至轨稳压器可能需要偏移电流以便支持工作电极处的双向工作电极电流。该偏移电流可提高对由双斜率模数转换器制成的工作电极电流的测量结果，尤其是当工作电极电流较小时，但如果不进行正确校准，也可能导致不准确(例如，由于温度系数而导致不准确)。因此，公开了双向稳压器，该双向稳压器可被配置为用于测量工作电极电流的正常配置或用于测量(即，校准)偏移电流的校准配置。可重新配置性允许根据需要、按计划或根据用户指定来进行校准。可重新配置性还可允许在校准期间保持工作电极电压和工作电极电流，使得使用耦接到双向稳压器的电池的电化学实验不受校准的影响。

Description

具有偏移校准的稳压器
相关申请的交叉引用
本申请要求于2020年9月17日提交的美国专利申请16/948409的优先权，该申请要求于2020年2月21日提交的美国临时申请号62/979692的权益。
技术领域
本公开涉及用于电化学仪器的电子设备，并且更具体地，涉及一种具有偏移校准电路的双向稳压器。
背景技术
化学实验可使用电化学电池(即，电池)，该电化学电池被配置为基于化学反应来生成电信号(例如，电流)。电池的工作电极可耦接到稳压器电路(即，稳压器)。稳压器被配置为(i)设定/保持工作电极上的电压，以及(ii)测量工作电极处流入或流出电池的工作电极电流(iwe)。在一些应用(例如，葡萄糖感测)中，工作电极电流可近似于微微安(pA)，这可能难以准确地感测。造成该困难的一个原因是，为了提高用于测量工作电极电流的传感器的线性度并且允许对工作电极电流的双向测量，向工作电极电流添加了偏移电流。在没有校准的情况下，偏移电流的变化可对应于感测工作电极电流的误差。
发明内容
在至少一个方面，本公开总体描述了一种用于测量工作电极电流的方法。该方法包括使用耦接到工作电极的稳压器生成第一输出电流。第一输出电流包括工作电极电流分量和偏移电流分量。该方法还包括将第一输出电流转换为第一数字字，并且使用存储器中存储的校准因子来修改该第一数字字，以获得工作电极电流的测量结果。该方法还包括检测校准事件。该方法还包括执行校准。执行校准包括重新配置稳压器以供校准。校准还包括使用重新配置的稳压器来生成第二输出电流。第二输出电流包括偏移电流分量并且不包括工作电极电流。校准还包括将第二输出电流转换为第二数字字，并且根据该第二数字字来创建/更新存储器中存储的校准因子。
在另一方面，本公开总体描述了一种双向稳压器，该双向稳压器可被配置为正常配置或校准配置。双向稳压器包括前端部，该前端部包括耦接到工作电极的第一反馈放大器以及不耦接到工作电极的副本(replica)反馈放大器。在正常配置中，第一反馈放大器耦接到感测和数字化部(即，感测/数字化部)，并且副本反馈放大器与感测/数字化部解耦。在校准配置中，第一反馈放大器与感测/数字化部解耦，并且副本反馈放大器耦接到感测/数字化部。
在可能的实施方式中，双向稳压器包括电流输送部，该电流输送部耦接在前端部与感测和数字化部之间。电流输送部可包括第一电流镜和第二电流镜。第一电流镜和第二电流镜可为共源共栅电流镜，并且/或者它们可各自包括斩波器。
在另一方面，本公开总体描述了一种电池测量系统。该电池测量包括电化学电池，该电化学电池具有工作电极和双向稳压器。双向稳压器被配置为正常配置或校准配置。双向稳压器包括前端部，该前端部包括耦接到工作电极的第一反馈放大器以及不耦接到工作电极的副本反馈放大器。在正常配置中，前端部的第一反馈放大器耦接到感测/数字化部，并且前端部的副本反馈放大器与感测/数字化部解耦。在校准配置中，前端部的第一反馈放大器与感测/数字化部解耦，并且前端部的副本反馈放大器耦接到感测/数字化部。双向稳压器还包括偏移部，该偏移部包括偏移电流源和副本偏移电流源。在正常配置中，偏移电流源耦接到工作电极和第一反馈放大器，并且副本偏移电流源耦接到副本反馈放大器。在校准配置中，偏移电流源耦接到副本反馈放大器，并且副本偏移电流源耦接到工作电极和第一反馈放大器。双向稳压器还包括电流输送部，该电流输送部耦接在前端部与感测/数字化部之间。电流输送部包括第一电流镜和第二电流镜。
在电池测量系统的可能的实施方式中，双向稳压器的感测/数字化部包括双斜率模数转换器。
在以下具体实施方式及其附图内进一步解释了前述说明性发明内容，以及本公开的其他示例性目标和/或优点、以及实现方式。
附图说明
图1是根据本公开的实施方式的电池测量系统的框图。
图2A是根据本公开的可能的实施方式的包括稳压器的前端部的示意图，并且示出了由电池吸取(sunk)的工作电极电流。
图2B是包括图2A的稳压器的前端部的示意图，该稳压器包括偏移电流源以有利于测量由电池提供的工作电极电流。
图3A是根据本公开的实施方式的处于用于正常操作的配置中的稳压器的示意性框图。
图3B是根据本公开的实施方式的处于用于校准的配置中的图3A的稳压器的示意性框图。
图4是根据本公开的实施方式的钟控双斜率模数转换器(ADC)的示意性框图。
图5示出与钟控双斜率ADC相关联的信号的一部分。
图6示出了根据本公开的实施方式的具有偏移校准的双向稳压器。
图7示出了根据本公开的实施方式的与图6的双向稳压器相关联的信号的时序图。
图8示出了根据本公开的实施方式的用于测量工作电极电流的方法的流程图。
附图中的部件未必相对于彼此按比例绘制。相似附图标记在若干附图中表示相应的零件。
具体实施方式
本发明公开了一种稳压器，该稳压器接受较宽范围(即，轨至轨)的设定电压并提供双向工作电极电流的测量。该稳压器包括提供偏移电流的校准和消除以提高所测量的工作电极电流的准确性而无需在操作中对电池测量系统进行任何改变的电路和方法。所公开的电路和方法可有利地降低稳压器进行的测量中的温度漂移和工作电极电压依赖性。根据所公开的方法校准稳压器可能不会显著地影响或中断稳压器的功能。由于所公开的电路和方法不需要精密电路或长时间的校准时间，所以它们可具有成本效益和时间效益。
图1是根据本公开的实施方式的电池测量系统的框图。电池测量系统100包括稳压器110，该稳压器耦接到电池101的工作电极(we)。稳压器110被配置为根据在稳压器的输入处接收的设定电压(vdac)来设定工作电极电压。另外，稳压器110被配置为在该稳压器的输出处提供工作电极电流(iwe)的测量结果。例如，该测量结果可为对应于工作电极电流的数字信号([iwe])。
可不同地实施稳压器110。稳压器的具有低功率和小管芯面积要求的一种可能的实施方式包括电流输送部130。电流输送部130允许电池101与感测和数字化部(即，感测/数字化部140)的感测和数字化电路电解耦，使得工作电极电流不受其测量的显著影响。电流输送部130可包括一个或多个电流镜。可不同地实现一个或多个电流镜中的每个电流镜以提高性能。例如，可以共源共栅拓扑结构来实现一个或多个电流镜，以减少由于工艺造成的晶体管的变化影响复制电流的精度。另外，一个或多个电流镜可包括斩波器电路以减少噪声。
稳压器110还可包括前端电路(即，前端部120)，该前端电路耦接在电池101与电流输送部130之间。图2A是根据本公开的可能的实施方式的包括稳压器的前端部的示意图。如图所示，前端部220耦接到电池201的工作电极(we)，该电池至少具有工作电极(we)和参考电极(re)。前端部220可包括放大器(A1)和晶体管(MPG)，该放大器和晶体管被配置为将工作电极电压(vwe)设定为等于设定电压(vdac)并传导工作电极电流(iwe)。
图1的稳压器110还包括被配置为感测从电流输送部130接收的电流并将所感测的电流数字化的电路(即，感测/数字化部140)。感测/数字化部140可耦接到偏移部。如将讨论的，偏移部可帮助提高感测的线性度，并且提供双向操作。在允许双向测量的同时，偏移电流可能影响感测/数字化结果，并且可能降低稳压器的温度稳定性。
图2A所示的电路配置支持在进入电池201(即，离开稳压器)的方向上的工作电极电流。换句话讲，图2A所示的电路配置支持由电池吸取的工作电极电流(即，+iwe)。图2A所示的配置不支持在离开电池(即，进入稳压器)的方向上的工作电极电流。换句话讲，图2A所示的电路配置支持由电池提供的工作电极电流(即，-iwe)。
图2B是包括图2A的稳压器的前端部的示意图，该稳压器包括偏移电流源(ioff)以有利于测量由电池提供的工作电极电流(即，-iwe)。换句话讲，偏移电流可为源电流在稳压器中流动提供路径。因此，图1的稳压器110可包括偏移部150以支持双向工作电极电流(即，±iwe)。换句话讲，图1所示的稳压器110可为双向的。
图3A是根据本公开的实施方式的稳压器的示意性框图。稳压器300包括偏移部150以提供工作电极电流(iwe)的双向测量。前端部120由第一反馈放大器321配置以调节工作电极(we)处的设定电压(vdac)。电流输送部130的第一电流镜331被配置为从偏移电流(ibias)提供参考电流(ir)，而不消耗(即，降低)上轨电压(vdd)的大部分。因此，耦接到第一前端晶体管(MPG)的输入节点335可大约处于上轨电压(vdd)。因此，设定电压(vdac)的范围可基本上跨越从稳压器的下轨(例如，接地电压)到稳压器的上轨(即，vdd)的电压范围。当稳压器的轨至轨电压较小时，这可能是特别有利的，在这种情况下，设备的显著电压降可限制可由稳压器施加的工作电极电压的范围。图3A的稳压器可避免设定电压范围中的这种限制，因此可称为轨至轨稳压器。
第一电流镜还被配置为生成消除参考电流(irc)，如以下公式所示。
irc＝ir (1)
电流输送部130可包括第二电流镜332。第二电流镜332被配置为生成第二电流(i2)，该第二电流是第一电流(i1)的副本，其中第一电流(i1)由以下公式给出。
i2＝i1＝ir-(ioff±iwe) (2)
因此，在输出节点336处，输出电流(iout)可由以下公式给出。
iout＝irc–i2＝ioff±iwe (3)
换句话讲，输出电流(iout)是与偏移电流组合(即，总和、差值)的工作电极电流。接收输出电流作为感测/数字化部140的输入。感测/数字化部140被配置为生成对应于工作电极电流的数字信号([iwe])。
在可能的实施方式中，感测/数字化部140是模数转换器(即，ADC)，诸如双斜率ADC。在本公开中，将考虑钟控双斜率ADC。钟控双斜率ADC 341被配置为对电容器充电和放电。电容器可利用输出电流(iout)来充电，并且利用对应于ADC电流和输出电流的电流(例如，iadc-iout)来放电。ADC电流可由偏移部150中包括的电流复制器(例如，电流镜)351生成。电流复制器351可被配置为从ADC参考电流(未示出)生成ADC电流(和偏移电流，ioff)。电流的生成可被配置为使得ADC电流是偏移电流(ioff)的复制或缩放版本。
偏移电流可能根据环境(例如，温度)或电路参数(例如，设定电压)的改变而改变或漂移。另外，由电流复制器351生成的ADC电流可能不会以与偏移电流完全相同的方式改变或漂移。低温依赖性可能需要ADC电流具有非常低的温度系数。iadc和ioff之间的任何失配可能导致与工作电极电流的测量相关联的高温度系数。
生成工作电极电流(即，[iwe])的数字化版本可能需要移除(例如，减去)偏移电流(ioff)。然而，可能需要偏移电流(ioff)的准确值。例如，该偏移电流可能远大于工作电极电流。因此，偏移电流中的微小变化可能影响工作电极电流的准确性。然而，因为偏移可提高钟控双斜率ADC的性能(例如，线性度)，所以可能不期望从iout中移除偏移电流(即，在数字化之前进行)。至少由于这个原因，可能期望测量ioff作为确定工作电极电流的校准步骤，并且在数字化之后移除经校准的ioff。因此，稳压器300包括偏移校准电路以测量偏移电流。
稳压器300包括校准电路。该校准电路可被包括在前端部120中，并且可被包括在偏移部150中。例如，前端部120可包括用于校准的副本反馈放大器322。副本反馈放大器322可包括与第一反馈放大器321的第一放大器(A1)基本相同的副本放大器(Arep)。副本反馈放大器322还可包括与第一反馈放大器321的第一晶体管(MPG)基本相同的副本晶体管(MPG_rep)。偏移部150可包括用于校准的电流复制器351的一部分。例如，电流复制器351可包括用于生成基本等于偏移电流的副本偏移电流(ioff_rep)的部分352。
图3A的稳压器处于用于正常操作(即，iwe测量)的配置。当被配置用于正常操作(即，正常配置、正常模式)时，前端部120和偏移部150的校准电路不影响稳压器的输出(即，vwe、iwe)。副本晶体管(MPG_rep)被绑定到稳压器的上轨(vdd)以及副本偏移电流源353。校准电路未耦接到电流输送部130或感测/数字化部140。在一些实施方式中，可在正常模式期间禁用校准电路以降低功率消耗。
图3B是根据本公开的实施方式的处于用于校准的配置(即，校准配置、校准模式)的稳压器300的示意性框图。在校准配置中，前端部120的副本反馈放大器322捆绑到输入(节点)335以及电流复制器351的偏移电流源354。因此，由感测/数字化部140测量的输出电流(iout)仅包括唯一的偏移电流(即，iout＝ioff)。
在校准配置中，工作电极电流(iwe)由第一反馈放大器321保持，该第一反馈放大器被绑定到上轨电压(vdd)以及电流复制器351的副本偏移电流源353。因此，对应于ioff(即，[ioff])的数字信号可由钟控双斜率ADC 341生成，而工作电极电压和工作电极电流与紧接在移动到校准配置之前的正常配置中的值相比没有显著改变。换句话讲，工作电极电流和电压未被校准中断并且没有(显著地)改变。
可周期性地(例如，按计划)或根据需要(例如，用户选择、环境的改变和/或信号)执行偏移电流的校准。可使用开关和控制信号来实现正常配置和校准配置之间的改变(反之亦然)。控制信号可由用户或由事件触发。例如，高于阈值的工作电极电压的改变或温度变化可触发开关信号，以将稳压器从正常配置重新配置为校准配置。然后可执行校准(例如，以获得/存储与所测量的偏移相对应的校准因子)。在校准完成之后，开关信号可触发稳压器中的开关，以将稳压器从校准配置(图3B)重新配置回正常配置(图3A)。
图4是根据本公开的实施方式的钟控双斜率ADC的示意性框图。钟控双斜率ADC通过同步充电和放电(例如，使用时钟信号(clk))电容器来进行操作。电容器利用电流输送器输出电流iout从初始电压开始充电，直到电容器两端的电压(vcap)越过已知的(如，输入的)参考电压电平(vref)。在下一时钟循环，使用已知的电流(即，ADC电流，iadc)使电容器放电。对于给定的积聚时间(nt×tclk)重复充电和放电过程。因为电容器上的电压等于其随时间推移而积分的充电/放电电流，并且因为所充电的电压等于所放电的电压，所以可示出电流输送器输出电流(iout)与已知电流(iadc)、测量的充电时间(Tchrg)和已知放电时间(Tdischrg)相关，如以下公式所示。
iout＝(iadc-iout)·(Tdischrg)/(Tchrg) (4)
因此，钟控双斜率ADC 341包括电容器(C)，并且可包括用于配置待充电或放电的电容器的多个开关(S1、S2)。例如，当第二开关(S2)断开(即，打开)时，电容器上的电压(vcap)使用输出电流(iout)斜升。第一开关(S1)可被配置为在第二开关断开(即，打开)时接通(即，闭合)，以便在充电事件和放电事件之间的转变期间保持ADC参考电流(iadc)流动以防止延迟或短时脉冲干扰。当第二开关(S2)接通(即，闭合)并且第一开关(S1)断开(即，打开)时，电容器上的电压(vcap)使用ADC(即，参考)电流(iadc)来线性地降低(例如，达到已知的持续时间)。然后，可将该过程重复给定的积聚时间(nt×tclk)。
充电和放电之间的转变可基于电容器电压vcap到参考电压vref的比较。因此，钟控双斜率ADC 341还可包括比较器410，该比较器被配置为将vcap与vref进行比较，并且包括数字逻辑(例如，锁存器、触发器/触发开关、逻辑门等)以将开关信号(ph1、ph2)输出到相应开关，以在vcap达到vref之后配置放电。
钟控双斜率ADC 341还可包括计数器430，该计数器可被配置为在电容器(C)正在充电时对时钟(clk)循环进行计数，以便确定与所测量的充电时间相关的数字值(n1)。
在一些实施方式中，钟控双斜率ADC 341还可包括第三开关S3。为了在校准期间提取稳压器的增益，可接通开关en_iadc_tp(例如，通过信号en_iadc_tp进行)以将ADC参考电流(iadc)路由到输出焊盘420。然后，可修整ADC参考电流(iadc)以调整(例如，优化)温度系数，此时，可测量和存储ADC参考电流(iadc)。ADC参考电流(iadc)的测量值表示稳压器的增益。
图5示出了与钟控双斜率ADC相关联的第一信号(vcap)的一部分。如图所示，电容器上的电压(vcap)在充电时间期间线性地增加。累积给定充电时段(即，i)期间的时钟循环的数量(即，n2(i))。一旦电容器上的电压(vcap)达到参考电压(vref)，就在越过vref之后的下一时钟边沿(例如，上升沿)处开始放电过程。给定放电时段(即，i)期间的时钟循环的数量由n1(i)表示。采集时间(nt)期间的时钟循环的总数量为所有充电和放电时段的n1(i)和n2(i)的总和(即，nt＝∑n1(i)+∑n2(i)＝n1+n2)。如图4所示，在充电时段期间，使电容器充电的电流为iout，并且在放电时段期间，使电容器放电的电流为ADC参考电流(iadc)和输出电流(iout)之间的差值(即，iadc-iout)。
稳压器可被配置为正常配置或校准配置。在正常配置中，iout可等于工作电极电流分量(iwe)和偏移电流分量(ioff)的总和。在校准配置中，iout可仅等于偏移电流分量(ioff)。
ADC参考电流可被制成大于输出电流(即，iadc>iout)，并且可被调节以使电容器放电。在采集时间期间，电容器被重复地充电和放电。对于采集时间nt.tclk，电容器两端的电压具有vref的平均值(即，电压参考)。这可通过在充电时间期间产生的总电压(即，
Figure BDA0002941373640000081
)等于在放电时间期间产生的总电压(即，
Figure BDA0002941373640000082
)来转换。基于此，可示出：
iwe＝(n1/nt)iadc–ioff (5)
偏移电流(ioff)可用于钟控双斜率ADC，因为该偏移电流在充电和放电期间为电容器两端的电压提供相当的转换速率，这继而提高了线性度。因此，虽然可用于钟控双斜率ADC，但偏移电流可能影响工作电极电流的测量结果(例如，准确性)。例如，如果偏移电流和ADC参考电流随温度不同地漂移(即，具有不同的温度系数)，则工作电极电流的测量结果可看起来具有非常高的温度系数。因此，校准偏移电流可允许钟控双斜率ADC利用偏移电流的益处(即，线性)，而没有测量结果精度降低的缺点。
图6示出了根据本公开的实施方式的双向稳压器。双向稳压器600包括内置偏移校准(即，消除)电路。换句话讲，双向稳压器包括前端部620，该前端部可被配置用于正常(即，默认)操作或用于校准操作。该前端部包括第一反馈放大器以及可另选地耦接到电流输送部630的第二(即，副本)反馈放大器。
双向稳压器600还包括钟控双斜率ADC 640，该钟控双斜率ADC被配置为将流过工作电极(WE)的电流(例如，在任一方向上的电流)转换为数字字(例如，n1)。双向稳压器600还可被配置为使用存储器中存储的校准因子来修改该数字字，以获得工作电极电流的测量结果。
双向稳压器600的电流输送部630包括第一共源共栅电流镜，该第一共源共栅电流镜由晶体管MP1、MP2、MP1C和MP2C形成。第一共源共栅电流镜包括耦接在第一共源共栅电流镜的PMOS晶体管MP1和MP2与PMOS晶体管MPC1和MPC2之间的第一斩波器(即，Chop1)。第一斩波器(Chop1)由时钟信号(f1)配置以另选地(i)使MP1的漏极耦接到MP1C的源极和耦接到MP2C的源极，并且(ii)使MP2的漏极耦接到MPC1的源极和耦接到MP2C的源极。第一斩波器(Chop1)被配置为抑制(例如，消除)与第一共源共栅电流镜配置相关联的失配(例如，随机失配)。
第一共源共栅电流镜还包括放大器(A2)，该放大器在反相输入处耦接到MPG的源极端子和MP1的漏极端子，并且在非反相输入处耦接到MP2的漏极端子。放大器(A2)被配置为保持MP1的漏极处的电压等于MP2的漏极处的电压，而不考虑流过晶体管MP1C的电流(i1)的值如何，该电流(i1)的值取决于工作电极电流(iwe)的值。因此，放大器(A2)通过保持MP1和MP2的源极到漏极电压相等来减小MP1和MP2的系统失配(例如，由于沟道长度调制)。
双向稳压器600还包括第二共源共栅电流镜，该第二共源共栅电流镜由晶体管MN1、MN2、MNC1和MNC2形成。该第二共源共栅电流镜包括由第二时钟信号(f2)驱动的第二斩波器(Chop2)，该第二时钟信号是第一时钟信号的两倍(即，2·f1)。
双向稳压器600还包括偏移部650，该偏移部包括第三共源共栅电流镜(即，源极)，该第三共源共栅电流镜由MN3、MN4、MN3C和MN4C形成，其被配置为生成偏移电流ioff和ADC参考电流iadc。第三共源共栅电流源包括第三放大器(A3)，该第三放大器被配置为增加偏移电流源的输出阻抗(因为ioff连接到WE并且WE电压可变化)并且减小ioff和iadc之间的系统失配。
偏移电流ioff被有意地用于允许稳压器在两个方向(双向)上转换流过WE的电流，并且还用于提高数字转换(即，转换)的线性度，并且因此减小增益误差，在WE电流(iwe)与ADC参考电流(iadc)相比较低时尤为如此。如图6所示，假定工作电极正从工作电极流到电化学电池，则输出电流(iout)可由以下公式表示。
iout＝ioff+iwe (6)
双向稳压器600包括钟控双斜率ADC，该钟控双斜率ADC被配置为将输出电流(iout)转换为数字字(n1)。图7是图6的钟控双斜率ADC 640的时序图。如该时序图所示，在阶段ph2(即，ph2＝高)期间，电容器利用电流iadc-iout放电，而在阶段ph1(即，ph1＝高)期间，该电容器利用电流iout充电。对于给定的采集时间(即，nt·Tclk)，在充电和放电时间期间产生的电压是相同的，这得到以下公式。
n1(iadc-iout)·Tclk＝n2·iout·Tclk (7)
可处理公式(7)和公式(6)以获得用于工作电极电流的公式，如以下公式所示。
iwe＝(n1/nt)·iadc–ioff (8)
如上述公式所示，iwe的转换包括分别对应于稳压器的增益/斜率和偏移的ADC参考电流(iadc)和偏移电流(ioff)。为了以非常低的温度漂移实现对iwe的准确测量，电流iadc和ioff两者必须具有非常低的温度系数。iadc和ioff之间的失配可能导致电流具有相反的温度系数。因此，在没有校准的情况下，iwe的温度系数可能相当高。除了失配影响之外，ioff的有限输出阻抗可能导致关于所施加的WE电压的显著的电流变化以及温度系数变化，这在轨至轨稳压器的情况下非常明显。图6的稳压器包括用于缓解这些影响的校准电路。
双向稳压器的校准电路包括反馈放大器的副本(Arep和MPG_rep)、由晶体管MN3_rep和MNC3_rep形成的偏移电流的副本，以及开关s0、s0b、s1、s1b、s2、s2b和en_idac_tp。
为了提取(即，测量)稳压器的增益，接通开关en_iadc_tp。这将ADC参考电流(iadc)路由到输出焊盘641以将其与钟控双斜率ADC 640隔离。然后可将该ADC参考电流iadc修整到其最佳温度系数、进行测量并且进行存储。ADC参考电流(iadc)的测量值表示稳压器的增益(参见公式(8))。
偏移电流(ioff)可取决于双向稳压器的温度以及WE电压。双向稳压器600可被配置为测量(即，校准)和移除偏移电流以减小这些依赖性的影响。图6的所实现的校准电路可校准偏移电流，同时保持稳压器主要功能性(即，设定WE上的电压并保持电流流过该WE)。实际上，反馈放大器(A，MPG)的传输门晶体管(pass gate transistor)(MPG)的源极可经由开关s02b与MP1的漏极断开(即，s02b断开)，并且通过开关s02连接到供电电压。副本反馈放大器MPG_rep的源极初始连接到供电电压。由晶体管MN3_rep和MN3C_rep形成的偏移电流ioff_rep的副本以及偏移电流ioff分别经由开关s1和s1b从晶体管MPG_rep的漏极以及MPG的漏极切换。然后，通过开关s0b将MPG_rep的源极连接到MP1的漏极。在这种情况下，输出电流(iout)等于偏移电流ioff，并且钟控双斜率ADC被配置为根据以下公式仅转换偏移电流。
ioff＝(noff/nt)·iadc (9)
值noff可被存储，并且被用于消除偏移电流对所测量的工作电极电流的影响。
一旦提取了偏移电流，就可经由开关s0和s0b将传输门晶体管MPG_rep的源极与MP1的漏极断开，并且连接回供电电压。偏移电流副本ioff_rep和偏移电流ioff经由开关s1和s1b分别从晶体管MPG的漏极以及MPG_rep的漏极切换。然后，将MPG的源极与供电电压断开，然后通过开关s2b连接到MP1的漏极。在电流偏移提取之后，钟控双斜率ADC转换由以下公式给出。
iwe＝[(nwe–noff)/(nt)]·iadc (10)
所公开的电路和技术可具有多种有益效果。一个有益效果是内置自电流偏移消除可移除偏移电流对WE电流转换的影响，从而显著降低温度漂移和WE电压依赖性。另一有益效果是内置自电流偏移消除可不影响和/或中断稳压器主要功能性，因为在设定WE电压并且电流流过该WE时，偏移电流进行了转换(即，校准)。另一有益效果是可不需要专用的电路来生成覆盖用于校准的测量范围的高精度参考电流。另一有益效果可为与另一方法(例如，最佳拟合方法)相比减少了用于校准的时间(即，校准时间)。
图8示出了根据本公开的实施方式的用于测量工作电极电流的方法的流程图。在方法800中，使用双向稳压器(即，处于正常配置)在第一时间生成810输出电流(iout)(即，第一输出电流)。第一输出电流是工作电极电流(iwe)和偏移电流(ioff)的函数。然后，将第一输出电流转换(例如，通过钟控双斜率ADC转换)820为第一数字字。然后，使用与偏移电流的测量结果相对应的校准因子来修改830数字字。该修改可从数字字中移除偏移电流，使得所输出890的(即，从稳压器输出的)为工作电极电流(iwe)的测量结果。然而，如果检测到840校准事件，则可创建或更新880校准因子。校准事件可由多种源触发。例如，校准事件可为由操作条件(例如，温度、工作电极电压等)的变化触发的事件、由计划(例如，定时器在一段时间之后达到定时)触发的事件或由用户触发的事件(例如，用户输入)。如果检测到840校准事件，则双向稳压器可被重新配置850用于(偏移电流)校准，而不会显著影响工作电极电压或工作电极电流。然后，使用重新配置的稳压器(即，校准配置中的稳压器)，生成860第二输出电流，该第二输出电流是偏移电流(即，不包括工作电极电流分量)的函数。然后，将第二输出电流转换870为表示对应于偏移电流的校准因子(即，偏移电流的校准因子)的第二数字字。然后，可使用第二数字字来更新880存储器中存储的校准因子。另选地，在偏移电流的第一校准中，可将校准因子添加到存储器。在任一种情况下，校准因子可从存储器中检索，并且用于在输出890工作电极电流的测量结果(没有偏移电流分量)时，修改830第一数字字。
在说明书和/或附图中，已经公开了典型的实施方案。本公开不限于此类示例性实施方案。术语“和/或”的使用包括一个或多个相关联列出条目的任意组合和所有组合。附图是示意性表示并且因此未必按比例绘制。除非另有说明，否则特定术语已用于通用和描述性意义，而非用于限制的目的。
除非另外定义，否则本文所用的所有技术和科学术语具有与本领域的普通技术人员通常理解的含义相同的含义。可以在本公开的实践或测试中使用与本文所述的那些类似或等同的方法和材料。如本说明书中以及所附权利要求书中所用，单数形式“一个”、“一种”、“该”包括多个指代物，除非上下文另有明确规定。如本文所用的术语“包含”及其变型形式与术语“包括”及其变型形式同义地使用，并且是开放式的非限制性术语。本文所用术语“任选的”或“任选地”是指随后描述的特征、事件或情况可能发生或可能不发生，并且该描述包括所述特征、事件或情况发生的实例和不发生的实例。范围在本文中可以表达为从“约”一个特定值，和/或到“约”另一个特定值。当表达这样的范围时，一个方面包括从一个特定值和/或到另一个特定值。类似地，当值通过使用先行词“约”表达为近似值时，应当理解，该特定值形成另一个方面。还应当理解，每个范围的端点相对于另一个端点是重要的，并且独立于另一个端点。
一些实施方式可使用各种半导体处理和/或封装技术来实现。一些实施方式可使用与半导体衬底相关联的各种类型的半导体处理技术来实现，该半导体衬底包含但不限于，例如硅(Si)、砷化镓(GaAs)、氮化镓(GaN)、碳化硅(SiC)等。
虽然所描述的实施方式的某些特征已经如本文所述进行了说明，但是本领域技术人员现在将想到许多修改形式、替代形式、变化形式和等同形式。因此，应当理解，所附权利要求书旨在涵盖落入实施方式的范围内的所有此类修改形式和变化形式。应当理解，这些修改形式和变化形式仅仅以举例而非限制的方式呈现，并且可以进行形式和细节上的各种变化。除了相互排斥的组合以外，本文所述的装置和/或方法的任何部分可以任意组合进行组合。本文所述的实施方式可包括所描述的不同实施方式的功能、部件和/或特征的各种组合和/或子组合。

Claims (12)

1.一种用于测量工作电极电流的方法，所述方法包括：
使用耦接到工作电极的稳压器来生成第一输出电流，所述第一输出电流包括工作电极电流分量和偏移电流分量；
将所述第一输出电流转换为第一数字字；
使用存储器中存储的校准因子来修改所述第一数字字以获得所述工作电极电流的测量结果；
检测校准事件；以及
通过以下方式执行校准：
针对校准来重新配置所述稳压器；
使用所重新配置的稳压器来生成第二输出电流，所述第二输出电流是所述偏移电流的测量结果；
将所述第二输出电流转换为第二数字字；以及
根据所述第二数字字进行对所述存储器中存储的所述校准因子的创建或更新中的至少一者。
2.根据权利要求1所述的用于测量工作电极电流的方法，其中：
使用双斜率模数转换器来执行将所述第一输出电流转换成第一数字字以及将所述第二输出电流转换成第二数字字；
所述第一数字字对应于使用所述工作电极电流分量和所述偏移电流分量对所述双斜率模数转换器的电容器充电所花费的时钟循环的第一数量；并且
所述第二数字字对应于使用所述偏移电流分量对所述双斜率模数转换器的电容器充电所花费的时钟循环的第二数量。
3.根据权利要求2所述的用于测量工作电极电流的方法，其中使用存储器中存储的校准因子来修改所述第一数字字以获得所述工作电极电流的测量结果包括：
从所述时钟循环的第一数量减去所述时钟循环的第二数量以获得使用所述工作电极电流分量对所述双斜率模数转换器的电容器充电所花费的时钟循环的第三数量。
4.根据权利要求1所述的用于测量工作电极电流的方法，其中所述校准事件对应于(i)所述稳压器的工作条件的改变；(ii)计划；或(iii)用户输入。
5.根据权利要求1所述的用于测量工作电极电流的方法，其中执行所述校准包括：
在执行所述校准的同时，保持所述工作电极处的工作电极电压和工作电极电流。
6.一种能够配置为正常配置或校准配置的双向稳压器，所述双向稳压器包括：
前端部，所述前端部包括耦接到工作电极的第一反馈放大器以及不耦接到所述工作电极的副本反馈放大器，其中：
在所述正常配置中，所述第一反馈放大器耦接到感测和数字化部，并且所述副本反馈放大器与所述感测和数字化部解耦；并且
在所述校准配置中，所述第一反馈放大器与所述感测和数字化部解耦，并且所述副本反馈放大器耦接到所述感测和数字化部。
7.根据权利要求6所述的双向稳压器，所述双向稳压器还包括：
偏移部，所述偏移部包括偏移电流源和副本偏移电流源，其中：
在所述正常配置中：
所述偏移电流源耦接到所述工作电极和所述第一反馈放大器，
所述副本偏移电流源耦接到所述副本反馈放大器，
所述工作电极处的工作电极电压和工作电极电流由所述第一反馈放大器和所述偏移电流源保持，并且
所述感测和数字化部被配置为接收包括工作电极电流分量和偏移电流分量的第一输出电流，并且使用校准因子来从所述第一输出电流中移除所述偏移电流分量以便生成所述工作电极电流的测量结果；并且
在所述校准配置中：
所述偏移电流源耦接到所述副本反馈放大器，
所述副本偏移电流源耦接到所述工作电极和所述第一反馈放大器，
所述工作电极处的所述工作电极电压和所述工作电极电流由所述第一反馈放大器和所述偏移电流源保持，并且
所述感测和数字化部被配置为接收包括所述偏移电流分量的第二输出电流，并且创建/更新对应于所述偏移电流分量的校准因子。
8.根据权利要求6所述的双向稳压器，所述双向稳压器还包括：
电流输送部，所述电流输送部耦接在所述前端部与所述感测和数字化部之间，所述电流输送部包括第一电流镜和第二电流镜。
9.根据权利要求6所述的双向稳压器，其中所述感测和数字化部包括双斜率模数转换器，所述双斜率模数转换器被配置为生成电容器的充电时段的第一测量结果以及电容器的放电时段的第二测量结果。
10.根据权利要求6所述的双向稳压器，其中所述配置进入所述校准配置由校准事件触发，并且所述配置进入所述正常配置在生成或更新校准因子之后触发。
11.一种电池测量系统，所述电池测量系统包括：
电化学电池，所述电化学电池具有工作电极；和
双向稳压器，所述双向稳压器能够配置为正常配置或校准配置，所述双向稳压器包括：
前端部，所述前端部包括耦接到所述工作电极的第一反馈放大器以及不耦接到所述工作电极的副本反馈放大器，其中：
在所述正常配置中，所述第一反馈放大器耦接到感测和数字化部，
并且所述副本反馈放大器与所述感测和数字化部解耦；并且
在所述校准配置中，所述第一反馈放大器与所述感测和数字化部解耦，并且所述副本反馈放大器耦接到所述感测和数字化部；
偏移部，所述偏移部包括偏移电流源和副本偏移电流源，其中：
在所述正常配置中，所述偏移电流源耦接到所述工作电极和所述第一反馈放大器，并且所述副本偏移电流源耦接到所述副本反馈放大器；并且
在所述校准配置中，所述偏移电流源耦接到所述副本反馈放大器，
并且所述副本偏移电流源耦接到所述工作电极和所述第一反馈放大器；和
电流输送部，所述电流输送部耦接在所述前端部与所述感测和数字化部之间，所述电流输送部包括第一电流镜和第二电流镜。
12.根据权利要求11所述的电池测量系统，其中所述感测和数字化部包括双斜率模数转换器。
CN202110180576.0A 2020-02-21 2021-02-09 具有偏移校准的稳压器 Active CN113296570B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US202062979692P 2020-02-21 2020-02-21
US62/979,692 2020-02-21
US16/948,409 2020-09-17
US16/948,409 US12007358B2 (en) 2020-02-21 2020-09-17 Potentiostat with offset calibration

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113296570A true CN113296570A (zh) 2021-08-24
CN113296570B CN113296570B (zh) 2024-10-01

Family

ID=77319007

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110180576.0A Active CN113296570B (zh) 2020-02-21 2021-02-09 具有偏移校准的稳压器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20240310325A1 (zh)
CN (1) CN113296570B (zh)
TW (1) TW202202840A (zh)

Citations (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5297028A (en) * 1976-02-12 1977-08-15 Nissan Motor Co Ltd Air fuel ratio controller
US20050247576A1 (en) * 2004-05-04 2005-11-10 Tom Glenn M Electrochemical drive circuitry and method
US20080202944A1 (en) * 2005-04-22 2008-08-28 Eduardo Santoli Method for Use of an Electrochemical Sensor and Electrodes Forming Said Sensor
CN101405641A (zh) * 2006-03-23 2009-04-08 夏普株式会社 有源矩阵液晶设备
TW200937155A (en) * 2008-02-22 2009-09-01 Anwell Semiconductor Corp Control circuit architecture for dynamically adjusting switching frequency of constant voltage regulator
CN101753136A (zh) * 2008-11-28 2010-06-23 株式会社瑞萨科技 半导体集成电路
US20100327825A1 (en) * 2007-03-30 2010-12-30 Intersil Americas Inc. Switching regulator circuit, system, and method for providing input current measurement without a dedicated input current sense element
CN102360236A (zh) * 2011-07-07 2012-02-22 上海如韵电子有限公司 高电压端电流检测电路
CN102656798A (zh) * 2010-01-26 2012-09-05 密克罗奇普技术公司 仪器放大器校准方法、系统及设备
CN103687183A (zh) * 2012-08-29 2014-03-26 奥斯兰姆施尔凡尼亚公司 用于led照明的电流共享电路
CN103797375A (zh) * 2011-09-30 2014-05-14 Kpit技术有限责任公司 确定电池荷电状态的系统和方法
CN105446410A (zh) * 2015-11-27 2016-03-30 深圳市芯海科技有限公司 一种低压差线性稳压器校准的方法
CN107076786A (zh) * 2014-11-05 2017-08-18 高通股份有限公司 使用漏‑源电压的高电流感测方案
CN107540842A (zh) * 2016-06-25 2018-01-05 施乐公司 对抗成像板或中间橡皮布材料中的有毒物质排放的稳定剂
CN110398913A (zh) * 2018-04-25 2019-11-01 半导体组件工业公司 用于控制致动器的致动器控制电路和方法

Patent Citations (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5297028A (en) * 1976-02-12 1977-08-15 Nissan Motor Co Ltd Air fuel ratio controller
US20050247576A1 (en) * 2004-05-04 2005-11-10 Tom Glenn M Electrochemical drive circuitry and method
US20080202944A1 (en) * 2005-04-22 2008-08-28 Eduardo Santoli Method for Use of an Electrochemical Sensor and Electrodes Forming Said Sensor
CN101405641A (zh) * 2006-03-23 2009-04-08 夏普株式会社 有源矩阵液晶设备
US20100327825A1 (en) * 2007-03-30 2010-12-30 Intersil Americas Inc. Switching regulator circuit, system, and method for providing input current measurement without a dedicated input current sense element
TW200937155A (en) * 2008-02-22 2009-09-01 Anwell Semiconductor Corp Control circuit architecture for dynamically adjusting switching frequency of constant voltage regulator
CN101753136A (zh) * 2008-11-28 2010-06-23 株式会社瑞萨科技 半导体集成电路
CN102656798A (zh) * 2010-01-26 2012-09-05 密克罗奇普技术公司 仪器放大器校准方法、系统及设备
CN102360236A (zh) * 2011-07-07 2012-02-22 上海如韵电子有限公司 高电压端电流检测电路
CN103797375A (zh) * 2011-09-30 2014-05-14 Kpit技术有限责任公司 确定电池荷电状态的系统和方法
CN103687183A (zh) * 2012-08-29 2014-03-26 奥斯兰姆施尔凡尼亚公司 用于led照明的电流共享电路
CN107076786A (zh) * 2014-11-05 2017-08-18 高通股份有限公司 使用漏‑源电压的高电流感测方案
CN105446410A (zh) * 2015-11-27 2016-03-30 深圳市芯海科技有限公司 一种低压差线性稳压器校准的方法
CN107540842A (zh) * 2016-06-25 2018-01-05 施乐公司 对抗成像板或中间橡皮布材料中的有毒物质排放的稳定剂
CN110398913A (zh) * 2018-04-25 2019-11-01 半导体组件工业公司 用于控制致动器的致动器控制电路和方法

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
MARCUS ZIMNIK;: "适合高效能模拟应用的线性电压稳压器", 电子产品世界, no. 07, 4 July 2009 (2009-07-04) *
NS公司: "模拟电流模式(ECM)控制的集成降压稳压器", 《世界电子元器件》, 31 December 2007 (2007-12-31) *
彭良玉: "基于电流反馈放大器的电压模式五阶低通滤波器实现", 《电路与系统学报》, 31 December 2003 (2003-12-31) *
郭纯生, 何世根: "ABB电流传感器的应用", 传感器世界, no. 01, 19 January 2003 (2003-01-19) *

Also Published As

Publication number Publication date
US20240310325A1 (en) 2024-09-19
TW202202840A (zh) 2022-01-16
CN113296570B (zh) 2024-10-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11226241B1 (en) Capacitor-referenced temperature sensing
US6369740B1 (en) Programmable gain preamplifier coupled to an analog to digital converter
US6962436B1 (en) Digitizing temperature measurement system and method of operation
US6590517B1 (en) Analog to digital conversion circuitry including backup conversion circuitry
US9748969B1 (en) Method of operation for an oversampled data converter
US7405682B2 (en) Delta-sigma analog digital converter with offset compensation
US9506817B2 (en) Temperature detection method and device with improved accuracy and conversion time
Lagos et al. A 10.1-ENOB, 6.2-fJ/conv.-step, 500-MS/s, ringamp-based pipelined-SAR ADC With background calibration and dynamic reference regulation in 16-nm CMOS
CN203747797U (zh) 低功率模数转换器
US6414619B1 (en) Autoranging analog to digital conversion circuitry
US20110304490A1 (en) Low power comparator for use in sar adcs
US20070152863A1 (en) Digital calibration loop for an analog to digital converter
US6310518B1 (en) Programmable gain preamplifier
US20050162195A1 (en) High speed, low power comparator
US8026838B2 (en) Current mode analog-to-digital converter
JP2010532650A (ja) 低電力ｄｃ−ｄｃｓｍｐｓのためのプログラマブルアナログデジタル変換器
US12007358B2 (en) Potentiostat with offset calibration
US7081845B2 (en) Current mode analog-to-digital converter
US10181857B1 (en) Analog-to-digital converter error correction
US7190291B2 (en) Programmable error amplifier for sensing voltage error in the feedback path of digitially programmable voltage sources
JP2019504585A (ja) スケーラブル集積データ変換器
US9753064B2 (en) Method and apparatus for metering a voltage signal
US11057041B1 (en) Self-calibrating single slope analog-to-digital converter
CN113296570B (zh) 具有偏移校准的稳压器
JP5462604B2 (ja) スイッチトキャパシタ型積分器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant