CN113193764A - 一种无线输电系统接收端的功率因数校正整流器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种无线输电系统接收端的功率因数校正整流器。本发明前级利用电感与电容谐振的原理，实现了中高频率电流连续导通模式的功率因数校正技术。通过降低开关频率，减少了开关损耗，降低了高频寄生参数的影响。后级可连接多种DC‑DC变换器，如Buck变换器、Buck‑Boost变换器、Zeta变换器等，可灵活控制输出电压。

Description

一种无线输电系统接收端的功率因数校正整流器
技术领域
本发明涉及AC-DC功率因数校正领域，尤其涉及一种无线输电系统接收端的功率因数校正整流器
背景技术
随着电力电子技术以及无线输电技术的日趋成熟和广泛应用，AC-DC整流变换器得到了快速的发展。同时，由于用户及厂家对变换器功率密度的要求越来越高，电力电子技术的发展趋于高频化。请参照图1，图1为该传统的全桥整流器的结构示意图，现有技术中的全桥整流器由四个不可控的二极管组成，导致输入电流功率因数极低，损害了电能质量和系统的整体效率，并且带来了谐波污染和电磁干扰，影响其它设备的运行。另外，其输出的稳定性主要由大电容维持，导致其输出电压通常具有难以消除的周期性波动，使其难以应用于对电压稳定性要求高的敏感型负载如精密仪器中。为了稳定现有技术中全桥整流变换器的输出电压以及校正其功率因数，常规的做法是在后级加入升压环节，如图2所示，图2为现有技术中的一种组合式的AC-DC整流器的结构示意图。但由于无线输电系统发射端的输出电压为高频的交流电压，通常为几万赫兹至兆赫兹，为了实现功率因数校正，在其接收端，即图2所示变换器中的开关管频率需要达到其输入电压频率，即无线输电系统发射端输出电压频率的几百倍甚至几千倍，以目前的半导体技术而言，这样频率程度的开关管成本较高，不利于工业界的应用和推广。另外，由于开关器件存在开关损耗，高频率的硬开关导通方式会导致巨大的能量损耗，大大降低系统效率。此外，由于高频电路必须考虑寄生参数的影响，因此也会为电路的设计以及电磁兼容设计带来困难。
因此，如何提供一种解决上述技术问题的AC-DC变换器是本领域技术人员目前需要解决的问题。
发明内容
本申请提供了一种无线输电系统接收端的功率因数校正整流器，用于降低开关器件的损耗，避免高频电路带来潜在寄生参数的问题，并实现电流连续导通型的功率因数校正，减少谐波影响。
有鉴于此，本申请提供了一种无线输电系统接收端的功率因数校正整流器，包括高频交流电源、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电感、第一谐振电感、第二谐振电感、输出电容、第一谐振电容及第二谐振电容：
所述第一二极管的阳极分别与所述交流电源的第一端及所述第二开关管的第二端连接；
所述第一二极管的阴极与所述第二二极管的阴极连接，其公共端与所述第一谐振电容的第一端、所述第二谐振电容的第一端、所述第一电感的第二端、所述输出电容的第二端及所述负载的第二端连接；
所述第二二极管的阳极分别与所述交流电源的第二端及所述第一开关管的第二端连接；
所述第一开关管的第一端与所述第一谐振电感的第一端连接；
所述第一谐振电感的第二端与所述第一谐振电容的第二端及所述第三开关管的第二端连接；
所述第二开关管的第一端与所述第二谐振电感的第一端连接；
所述第二谐振电感的第二端与所述第二谐振电容的第二端及所述第四开关管的第二端连接；
所述第三开关管的第一端与所述第三二极管的阴极连接；
所述第四开关管的第一端与所述第四二极管的阴极连接；
所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阳极连接，其公共端与所述第一电感的第一端及所述第五二极管的阳极连接；
所述第五二极管的阴极分别与所述输出电容的第一端及所述负载的第一端连接。
可选地，所述第一谐振电容的容值与所述第二谐振电容的容值相等。
可选地，所述第一谐振电感的电感值与所述第二谐振电感的电感值相等。
可选地，所述第一开关管及所述第二开关管的占空比D1＝D2＝0.5，所述第一开关管及所述第二开关管的开关频率fs与输入电压频率fin相等。
可选地，所述第一谐振电感与所述第一谐振电容的谐振频率与输入电压频率及所述第一开关管和所述第二开关管的开关频率相等，即：
Figure BDA0003010975530000031
可选地，所述第二谐振电感与所述第二谐振电容的谐振频率与输入电压频率及所述第一开关管和所述第二开关管的开关频率相等，即：
Figure BDA0003010975530000032
可选地，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管及所述第四开关管均为NMOS；
所述第一开关管的第一端、所述第二开关管的第一端、所述第三开关管的第一端及所述第四开关管的第一端均为NMOS的漏极，所述第一开关管的第二端、所述第二开关管的第二端、所述第三开关管的第二端及所述第四开关管的第二端均为NMOS的源极。
可选地，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管及所述第四开关管均为IGBT；
所述第一开关管的第一端、所述第二开关管的第一端、所述第三开关管的第一端及所述第四开关管的第一端均为IGBT的集电极，所述第一开关管的第二端、所述第二开关管的第二端、所述第三开关管的第二端及所述第四开关管的第二端均为IGBT的发射极。
可选地，所述后级可采用多种DC-DC变换器，包括Buck变换器、Zeta变换器、Buck-Boost变换器等，可灵活控制输出电压。
本发明提供了一种无线输电系统接收端的功率因数校正整流器。本发明前级利用电感与电容谐振的原理，降低了开关频率，实现了中高频率的电流连续导通模式的功率因数校正技术，减少了开关损耗以及寄生参数的影响。后级可连接多种DC-DC变换器，如Buck变换器、Buck-Boost变换器、Zeta变换器等，可灵活控制输出电压。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术中的一种传统的全桥不可控整流器的结构示意图；
图2为现有技术中的一种Boost功率因数校正变换器的结构示意图；
图3为本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器的结构示意图；
图4为本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器的工作波形图；
图5为本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器无线输电系统接收端的功率因数校正整流器在第一开关管及第三开关管开通，第二开关管及第四开关管关断时的工作过程示意图；
图6为本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器在第一开关管开通，第二开关管、第三开关管及第四开关管关断时的工作过程示意图；
图7为本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器在第二开关管及第四开关管开通，第一开关管及第三开关管关断时的工作过程示意图；
图8为本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器在第二开关管开通，第一开关管、第三开关管及第四开关管关断时的工作过程示意图。
其中：
vin为高频交流电源、D1为第一二极管、D2为第二二极管、D3为第三二极管、D4为第四二极管、D5为第五二极管、S1为第一开关管、S2为第二开关管、S3为第三开关管、S4为第四开关管、L1为第一电感、Lr1为第一谐振电感、Lr2为第二谐振电感、Co输出电容、Cr1为第一谐振电容、Cr2为第二谐振电容、R为负载
具体实施方式
本申请提供了一种无线输电系统接收端的功率因数校正整流器，用于降低开关器件的损耗，避免高频电路带来潜在寄生参数的问题，并实现电流连续导通型的功率因数校正，减少谐波影响。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为了便于理解，请参阅图3，图3为本发明提供的一种无线输电系统接收端的功率因数校正整流器的一个实施例，包括高频交流电源、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电感、第一谐振电感、第二谐振电感、输出电容、第一谐振电容及第二谐振电容，其中：
所述第一二极管的阳极分别与所述交流电源的第一端及所述第二开关管的第二端连接；
所述第一二极管的阴极与所述第二二极管的阴极连接，其公共端与所述第一谐振电容的第一端、所述第二谐振电容的第一端、所述第一电感的第二端、所述输出电容的第二端及所述负载的第二端连接；
所述第二二极管的阳极分别与所述交流电源的第二端及所述第一开关管的第二端连接；
所述第一开关管的第一端与所述第一谐振电感的第一端连接；
所述第一谐振电感的第二端与所述第一谐振电容的第二端及所述第三开关管的第二端连接；
所述第二开关管的第一端与所述第二谐振电感的第一端连接；
所述第二谐振电感的第二端与所述第二谐振电容的第二端及所述第四开关管的第二端连接；
所述第三开关管的第一端与所述第三二极管的阴极连接；
所述第四开关管的第一端与所述第四二极管的阴极连接；
所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阳极连接，其公共端与所述第一电感的第一端及所述第五二极管的阳极连接；
所述第五二极管的阴极分别与所述输出电容的第一端及所述负载的第一端连接。
本发明前级利用电感与电容谐振的原理，实现了中高频率的电流连续导通模式的功率因数校正技术，减少了开关损耗。后级可连接多种DC-DC变换器，如Buck变换器、Buck-Boost变换器、Zeta变换器等，可灵活控制输出电压，本发明中以Buck-Boost变换器为后级进行举例分析。
具体地，本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器有4个工作模态，下面对本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器的工作模态作介绍：
这里设定第一开关管S1和第二开关管S2的开关周期为T，第一开关管S1的占空比为D1，第二开关管S2的占空比为D2，第三开关管S3的占空比为D3，第四开关管S4的占空比为D4。另外，所有开关管及二极管，即第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4及第五二极管D5均视为理想开关器件。
该工作模式下，D1＝D2＝0.5。
电路工作在稳态时，本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器在一个开关周期内主要有4个工作模态，第一开关管S1开通时间为D1T，第二开关管S2开通时间为D2T，第三开关管S3开通时间为D3T，第四开关管S4开通时间为D4T，开关管的导通状态如图4所示，图4为本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器的工作波形图。
本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器的工作过程如下：
工作模态1：t0～t1
此时，如图5所示，图5为本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器在输入电压vin为正，第一开关管S1及第四开关管S4开通，第二开关管S2及第三开关管S3关断时的工作过程示意图，模态时长为D3T。(红线表示变换器中有电流流过的部分，黑线表示变换器中没有电流流过的部分，下面图5-图7同理)；t0时刻输入电压由负变正。由于第一开关管S1和第一二极管D1导通，这里形成了电源-电感-电容串联回路，第一谐振电感Lr1与第一谐振电容Cr1产生LC谐振，其谐振频率与输入电压的频率fin相等，输入电流iin波形跟踪输入电压vin，与输入电压vin同相位，并呈现出正弦波的形态。第二谐振电容Cr2通过第四开关管S4及第四二极管D4为第一电感L1充电，能量从前级传递到后级。第五二极管D5反向截止，输出电容Co为负载Ro提供能量。当第二谐振电容Cr2的电压vCr2降低到控制器给定值VCr.min时，第四开关管S4关断，工作模态1结束。
工作模态2：t1～t2
此时，如图6所示，图6为本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器在第一开关管S1开通，第二开关管S2、第三开关管S3及第四开关管S4关断时的工作过程示意图，模态时长为(D1-D3)T。由于第一开关管S1和第一二极管D1导通，这里形成了电源-电感-电容回路，第一谐振电感Lr1与第一谐振电容Cr1产生LC谐振，其谐振频率与输入电压的频率fin相等，输入电流iin跟踪输入电压，与输入电压vin同相位，呈现出正弦波的形态。由于第四开关管S4在t1时刻关断，第二谐振电容Cr2不再为第一电感L1提供能量。第一电感L1中的能量通过第五二极管D5传递到输出电容Co和负载Ro。当输入电压vin正半周结束，即输入电压vin由正变负时，第一谐振电容Cr1的电压vCr1达到最大值，第一谐振电感Lr1的电流iLr1下降到零，同时输入电流iin下降到零，第一开关管S1关断，工作模态2结束。
工作模态3：t2～t3：
此时，如图7所示，图7为本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器在输入电压vin为负，第二开关管S2及第三开关管S3开通，第一开关管S1及第四开关管S4关断时的工作过程示意图，模态时长为D4T。t2时刻输入电压由正变负，由于第二开关管S2和第二二极管D2导通，这里形成了电源-电感-电容串联回路，第二谐振电感Lr2与第二谐振电容Cr2产生LC谐振，其谐振频率与输入电压vin的频率fin相等，输入电流iin波形跟踪输入电压vin，与输入电压vin同相位，并呈现出正弦波的形态。第一谐振电容Cr1通过第三开关管S3及第三二极管D3为第一电感L1充电，能量从前级传递到后级。第五二极管D5反向截止，输出电容Co为负载Ro提供能量。当第一谐振电容Cr1的电压vCr1降低到控制器给定值VCr.min时，第三开关管S3关断，工作模态3结束。
工作模态4：t3～t4
此时，如图8所示，图8为本发明提供的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器在第二开关管S2开通、第一开关管S1、第三开关管S3及第四开关管S4关断时的工作过程示意图，模态时长为(D2-D4)T。由于第二开关管S2和第二二极管D2导通，这里形成了电源-电感-电容回路，第二谐振电感Lr2与第二谐振电容Cr2产生LC谐振，其谐振频率与输入电压的频率fin相等，输入电流iin的相位跟随输入电压vin，与输入电压vin同相位，呈现正弦波。由于第三开关管S3关断，第一谐振电容Cr1不再为第一电感L1提供能量。第一电感L1中的能量通过第五二极管D5传递到输出电容Co和负载Ro。当输入电压vin负半周结束，即输入电压vin过零时，第二谐振电容Cr2的电压vCr2达到最大值，第二谐振电感Lr2的电流iLr2上升到零，第二开关管S2关断，工作模态4结束。
在电源-谐振电感-谐振电容串联回路中，以任意一个谐振回路(电源vin-第一谐振电感Lr1-第一谐振电容Cr1回路或电源vin-第二谐振电感Lr2-第二谐振电容Cr2回路)为例，Lr表示任一谐振电感，Cr表示对应的谐振电容，谐振回路的拉普拉斯方程为
Vin(s)＝VLr(s)+VCr(s) (1)
其中Vin表式输入电压，VLr表示谐振电感两端的电压，VCr表示谐振电容两端的电压。
考虑到谐振电感Lr和谐振电容Cr的初始状态：
VLr(s)＝sLrILr(s)-LrILr(0) (2)
Figure BDA0003010975530000091
其中ILr为谐振电感电流，VCr.min为谐振电容的初始电压和最小值。
结合(1)、(2)、(3)式，可得：
Figure BDA0003010975530000092
设定谐振电感电流ILr初始值为零，即ILr(0)＝0，将
Figure BDA0003010975530000093
Figure BDA0003010975530000094
代入(4)中，并进行拉普拉斯变换，得：
Figure BDA0003010975530000095
其中-π≤α≤π。
将Lr＝ZLC/ω代入(5)中，其中，
Figure BDA0003010975530000096
为LC串联谐振电路的特征阻抗，
Figure BDA0003010975530000097
得到谐振电感电流ILr(s)为：
Figure BDA0003010975530000098
将(6)代入(3)中，可得
Figure BDA0003010975530000099
将Cr＝1/(ωZLC)代入(7)中，可得
Figure BDA00030109755300000910
对(6)和(8)进行拉普拉斯反变换可得：
Figure BDA00030109755300000911
Figure BDA0003010975530000101
当输入电压vin第一次过零时，即输入电压vin第一次进入正半周或者负半周时，第一开关管S1和第二开关管S2才开始接受驱动信号，即：
Figure BDA0003010975530000102
Figure BDA0003010975530000103
其中当-π≤α＜0时tα＝-α/ω，当0≤α≤π时，tα＝(π-α)/ω。
假设此时输入电压vin在正半周，当t＝[(2k+1)π-α]/ω，k为整数时，输入电压由正变负，此时谐振电感电流iLr为零，谐振电容电压vCr得到最大值：
Figure BDA0003010975530000104
储存在谐振电容Cr中能量为：
Figure BDA0003010975530000105
在变换器后级中，负载消耗的能量可表示为：
Figure BDA0003010975530000106
假设效率为1，则：
Figure BDA0003010975530000107
将
Figure BDA0003010975530000108
代入，得到输出电压表达式为：
Figure BDA0003010975530000111
则电压变比为：
Figure BDA0003010975530000112
占空比分析：
由于开关管S3和开关管S4的占空比由VCr.min决定，因此，需要找出两者的关系。
假设此时模态4恰好结束，模态1开始，谐振电容Cr2电压为VCr.max，开始为后级提供能量，在开关管S4导通期间，电感L1的电流从0上升到IL1.max，由电感的能量公式可知，此时电感中储存的能量为：
Figure BDA0003010975530000113
结合式(13)，可以得到IL1.max为：
Figure BDA0003010975530000114
由电容的电流公式可知：
Figure BDA0003010975530000115
结合式(20)和式(21)，可得：
Figure BDA0003010975530000116
因此可以得到开关管S3和开关管S4的占空比与VCrmin的关系为：
Figure BDA0003010975530000117
若求得D大于0.5，则D取0.5。
作为一种优选地实施例，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管及所述第四开关管均为NMOS，其中，所述第一开关管的第一端、所述第二开关管的第一端、所述第三开关管的第一端及所述第四开关管的第一端均为NMOS的漏极，所述第一开关管的第二端、所述第二开关管的第二端、所述第三开关管的第二端及所述第四开关管的第二端均为NMOS的源极。
作为一种优选地实施例，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管及所述第四开关管均为IGBT，其中，所述第一开关管的第一端、所述第二开关管的第一端、所述第三开关管的第一端及所述第四开关管的第一端均为IGBT的集电极，所述第一开关管的第二端、所述第二开关管的第二端、所述第三开关管的第二端及所述第四开关管的第二端均为IGBT的发射极。
需要说明的是，所述后级可采用多种DC-DC变换器，包括Buck变换器、Buck-Boost变换器、Zeta变换器等，可灵活控制输出电压，本发明中以Buck-Boost变换器为例进行分析。
需要说明的是，NMOS具有开关速度快、开关损耗小的优点，IGBT具有耐压等级高的优点。另外，这里的第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3及第四开关管S4均还可以为其他类型的开关管，能实现本发明的目的即可。
本发明提供了一种无线输电系统接收端的功率因数校正整流器，包括高频交流电源、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电感、第一谐振电感、第二谐振电感、输出电容、第一谐振电容及第二谐振电容，第一二极管的阳极分别与交流电源的第一端及第二开关管的第二端连接，第一二极管的阴极与第二二极管的阴极连接，其公共端分别与第一谐振电容的第一端、第二谐振电容的第一端、第一电感的第二端、输出电容的第二端及负载的第二端连接，第二二极管的阳极分别与交流电源的第二端及第一开关管的第二端连接，第一开关管的第一端与第一谐振电感的第一端连接，第一谐振电感的第二端分别与第一谐振电容的第二端及第三开关管的第二端连接，第二开关管的第一端与第二谐振电感的第一端连接，第二谐振电感的第二端分别与第二谐振电容的第二端及第四开关管的第二端连接，第三开关管的第一端与第三二极管的阴极连接，第四开关管的第一端与第四二极管的阴极连接，第三二极管的阳极与第四二极管的阳极连接，其公共端分别与第一电感的第一端及第五二极管的阳极连接，第五二极管的阴极分别与输出电容的第一端及负载的第一端连接。
本发明中，变换器前级利用电感与电容谐振的原理，实现了中高频率的电流连续导通模式的功率因数校正技术，减少了开关损耗。后级可连接多种DC-DC变换器，如Buck变换器、Buck-Boost变换器、Zeta变换器等，可灵活控制输出电压，本发明中以Buck-Boost变换器为后级进行举例分析。
需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (9)

1.一种无线输电系统接收端的功率因数校正整流器，其特征在于，包括：高频交流电源、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电感、第一谐振电感、第二谐振电感、输出电容、第一谐振电容及第二谐振电容；
所述第一二极管的阳极分别与所述交流电源的第一端及所述第二开关管的第二端连接；
所述第一二极管的阴极与所述第二二极管的阴极连接，其公共端与所述第一谐振电容的第一端、所述第二谐振电容的第一端、所述第一电感的第二端、所述输出电容的第二端及所述负载的第二端连接；
所述第二二极管的阳极分别与所述交流电源的第二端及所述第一开关管的第二端连接；
所述第一开关管的第一端与所述第一谐振电感的第一端连接；
所述第一谐振电感的第二端与所述第一谐振电容的第二端及所述第三开关管的第二端连接；
所述第二开关管的第一端与所述第二谐振电感的第一端连接；
所述第二谐振电感的第二端与所述第二谐振电容的第二端及所述第四开关管的第二端连接；
所述第三开关管的第一端与所述第三二极管的阴极连接；
所述第四开关管的第一端与所述第四二极管的阴极连接；
所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阳极连接，其公共端与所述第一电感的第一端及所述第五二极管的阳极连接；
所述第五二极管的阴极分别与所述输出电容的第一端及所述负载的第一端连接。
2.根据权利要求1所述的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器，其特征在于，所述第一谐振电容的电容值与所述第二谐振电容的电容值相等。
3.根据权利要求2所述的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器，其特征在于，所述第一谐振电感的电感值与所述第二谐振电感的电感值相等。
4.根据权利要求3所述的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器，其特征在于，所述第一开关管及所述第二开关管的占空比D1＝D2＝0.5，所述第一开关管及所述第二开关管的开关频率fs与输入电压频率fin相等。
5.根据权利要求4所述的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器，其特征在于，所述第一谐振电感与所述第一谐振电容的谐振频率与输入电压频率及所述第一开关管和所述第二开关管的开关频率相等，即：
Figure RE-FDA0003127087740000021
6.根据权利要求5所述的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器，其特征在于，所述第二谐振电感与所述第二谐振电容的谐振频率与输入电压频率及所述第一开关管和所述第二开关管的开关频率相等，即：
Figure RE-FDA0003127087740000022
7.根据权利要求1-6任意一项所述的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管及所述第四开关管均为NMOS，其中，所述第一开关管的第一端、所述第二开关管的第一端、所述第三开关管的第一端及所述第四开关管的第一端均为NMOS的漏极，所述第一开关管的第二端、所述第二开关管的第二端、所述第三开关管的第二端及所述第四开关管的第二端均为NMOS的源极。
8.根据权利要求1-6任意一项所述的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管及所述第四开关管均为IGBT，其中，所述第一开关管的第一端、所述第二开关管的第一端、所述第三开关管的第一端及所述第四开关管的第一端均为IGBT的集电极，所述第一开关管的第二端、所述第二开关管的第二端、所述第三开关管的第二端及所述第四开关管的第二端均为IGBT的发射极。
9.根据权利要求1-6任意一项所述的无线输电系统接收端的功率因数校正整流器，其特征在于，所述后级可采用多种DC-DC变换器，包括Buck变换器、Buck-Boost变换器、Zeta变换器等，可灵活控制输出电压。
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