CN113193730A - 调节滤波电容压差改善开关电源瞬态响应能力的系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种调节滤波电容压差改善开关电源瞬态响应能力的系统及方法，包括：采集控制模块，电平产生模块，电平控制模块；不断检测开关电源的输出电压，并将输出电压与参考值比较，当输出电压低于参考电压时，通过控制电路，减小滤波电容的电压差，使滤波电容快速放电，提高输出电压；当输出电压高于参考电压时，通过控制电路，增大滤波电容的电压差，使滤波电容快速充电，降低输出电压；本发明通过调节滤波电容电压，提高开关电源的瞬态响应能力，最终提升开关电源输出电压的稳定性。

Description

调节滤波电容压差改善开关电源瞬态响应能力的系统及方法

技术领域

本发明涉及电子技术领域，具体涉及一种调节滤波电容压差改善开关电源瞬态响应能力的系统及方法。

背景技术

随着电子技术的发展，各类负载对于开关电源的要求越来越高，由于负载在不同的工作状态下负载值有所不同，当负载变化比较迅速时，会导致开关电源的输出电压产生波动。

为了尽量减小这个波动，有两类方法，一类是被动控制，即在输出端并联大量滤波电容，通过滤波电容的充放电维持输出电压稳定，但是大量滤波电容会占用过多的体积，不利于系统的集成化；另一类是主动控制，主要通过检测一些电压或者电流信号，比如输出电压，电感电流等等，并根据这些测量信号进行反馈调节。

通过主动控制进行反馈调节的方法主要有以下几种：①调节开关电源的开关频率或者占空比，比如CN109995234A,CN207339657U，CN105634279A等等，但是由于反馈回路的延迟以及开关电源电感的限制，开关电源的响应速度有限；②在输出端并联一个额外的供电支路，在超过规定的阈值时将该支路接入，比如US10483961B2，CN203761129U等等，但是额外的支路增加了开关的电源体积，集成性有所降低；③调节开关电源的输出电感值，比如US9853546B2等等，但是由于需要特殊的电感，较难在已有开关电源上进行改造，且增加了复杂性。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：克服现有的开关电源本身瞬态响应能力不足的缺陷，提供一种调节滤波电容压差改善开关电源瞬态响应能力的系统，通过调节滤波电容电压，提高开关电源的瞬态响应能力，最终提升开关电源输出电压的稳定性。

本发明的技术解决方案如下：

本发明的一种调节滤波电容压差改善开关电源瞬态响应能力的系统，不断检测开关电源的输出电压，并将输出电压与参考值比较，当输出电压低于参考电压时，通过控制电路，减小滤波电容的电压差，使滤波电容快速放电，提高输出电压；当输出电压高于参考电压时，通过控制电路，增大滤波电容的电压差，使滤波电容快速充电，降低输出电压。本发明与常规开关电源的闭环反馈并行存在，旨在补偿负载突变时的电压稳定性问题。

本发明的一种调节滤波电容压差改善开关电源瞬态响应能力的系统，包括：采集控制模块、电平产生模块和电平控制模块；其中：

采集控制模块，负责采集输出电压，并与参考电压比较，根据两者的偏差值得到控制信号，并将控制信号发送给电平控制模块，偏离参考电压越多，需要调节的滤波电容电平数量就越多；

电平产生模块，负责产生多个参考电平，为滤波电容和采集控制模块提供参考电压；

电平控制模块，负责控制滤波电容负端参考电压，接收来自采集控制模块的控制信号，对应地调整输出滤波电容负极单刀双掷开关的状态；

(1)开关电源理想输出电压为V_standard，由于各种内外界因素的影响不能保证实际输出电压V_o一直等于V_standard，在稳定工作状态时，采集控制模块不断采集开关电源的输出电压V_o，并将结果送至电平控制模块，设滤波电容的总数量为N，电平控制模块将

的滤波电容的负端参考电压拉至地平面GND，滤波电容的这种状态记为state1，将剩余

的滤波电容的负端参考电压拉至负电压-V_Ref，滤波电容的这种状态记为state2；

(2)当负载突变，如负载需要的功率增大，此时负载阻值减小，输出电压V_o降低，当采集控制模块采集到的输出电压V_o低于阈值电压V_{low_threshold_1}时，将对应控制信号发送到电平控制模块，电平控制模块通过单刀双掷开关将

的State2的滤波电容负端参考电压拉至地平面GND，即

的state2的滤波电容变为state1的滤波电容，此时state1的滤波电容的数量为

N,state2的滤波电容的数量为

当采集控制模块采集到的输出电压V_o继续降低至低于阈值电压V_{low_threshold_2}时，将对应控制信号发送到电平控制模块，电平控制模块通过单刀双掷开关将剩余

的state2的滤波电容负端参考电压拉至地平面GND，即剩余

的state2的滤波电容变为state1的滤波电容，此时state1的滤波电容数量为N,state2的滤波电容数量为0；此时由于滤波电容两端电压差下降，改变状态的滤波电容会快速放电，从而提高输出电压V_o；

当负载突变，如负载需要的功率减小，此时负载阻值增大，输出电压V_o升高，当采集控制模块采集到的输出电压V_o高于阈值电压V_{high_threshold_1}时，将对应控制信号发送到电平控制模块，电平控制模块通过单刀双掷开关将

的State1的滤波电容负端参考电压拉至-V_Ref，即

的state1的滤波电容变为state2的滤波电容，此时state2的滤波电容的数量为

N,state1的滤波电容的数量为

当采集控制模块采集到的输出电压V_o继续上升至高于阈值电压V_{high_threshold_2}时，将对应控制信号发送到电平控制模块，电平控制模块通过单刀双掷开关将剩余

的state1的滤波电容负端参考电压拉至-V_Ref，即剩余

的state1的滤波电容变为state2的滤波电容，此时state2的滤波电容数量为N,state1的滤波电容数量为0。此时由于滤波电容两端电压差上升，改变状态的滤波电容会快速充电，从而降低输出电压V_o；

(3)当负载和输出电压V_o再次稳定之后，将步骤②中调整过状态的滤波电容调回到(1)中稳定工作的状态，从而应对下次的负载突变；由于大量滤波电容一起切换状态会导致输出电压V_O波动，需要每隔一定时间间隔逐个切换，减小对输出电压V_o的影响。

所述阈值电压根据开关电源输出电压稳定性要求来确定，开关电源的理想输出电压为V_standard，实际输出电压V_O与理想输出电压V_standard差值占V_standard最大百分比为μ，即要求输出电压控制在(1±μ％)V_standard内，则阈值电压取值如下：V_{low_threshold_1}＝(1-0.4μ％)V_standard，V_{low_threshold_2}＝(1-0.8μ％)V_standard，V_{high_threshold_1}＝(1+0.4μ％)V_standard，V_{high_threshold_2}＝(1+0.8μ％)V_standard，滤波电容负参考电压取值-V_Ref＝-3*V_standard。如当μ＝0.1,V_standard＝1.0V时，则V_{low_threshold_1}＝0.96V，V_{low_threshold_2}＝0.92V，V_{high_threshold_1}＝1.04V，V_{high_threshold_2}＝1.08V，-V_Ref＝-3V。从而确保输出电压在规定范围内。

本发明的一种调节滤波电容压差改善开关电源瞬态响应能力的方法，其特征在于：所述方法通过调节滤波电容的电压差实现，实现方法如下：

(1)在稳定工作状态时，采集开关电源的输出电压V_o，设滤波电容的总数量为N，将

的滤波电容的负端参考电压拉至地平面GND，滤波电容的这种状态记为state1，将剩余

的滤波电容的负端参考电压拉至负电压-V_Ref，滤波电容的这种状态记为state2；

(2)当负载突变，如负载需要的功率增大，此时负载阻值减小，输出电压V_o降低，当输出电压V_o低于设定阈值电压V_{low_threshold_1}时，通过单刀双掷开关将

的State2的滤波电容负端参考电压拉至地平面GND，即

的state2的滤波电容变为state1的滤波电容，此时state1的滤波电容的数量为

N,state2的滤波电容的数量为

当输出电压V_o继续降低至低于阈值电压V_{low_threshold_2}时，通过单刀双掷开关将剩余

的state2的滤波电容负端参考电压拉至地平面GND，即剩余

的state2的滤波电容变为state1的滤波电容，此时state1的滤波电容数量为N,state2的滤波电容数量为0；此时由于滤波电容两端电压差下降，改变状态的滤波电容会快速放电，从而提高输出电压V_o；

当负载突变，如负载需要的功率减小，此时负载阻值增大，输出电压V_o升高，当采集到的输出电压V_o高于阈值电压V_{high_threshold_1}时，通过单刀双掷开关将

的State1的滤波电容负端参考电压拉至-V_Ref，即

的state1的滤波电容变为state2的滤波电容，此时state2的滤波电容的数量为

N,state1的滤波电容的数量为

当输出电压V_o继续上升至高于设定阈值电压V_{high_threshold_2}时，通过单刀双掷开关将剩余

的state1的滤波电容负端参考电压拉至-V_Ref，即剩余

的state1的滤波电容变为state2的滤波电容，此时state2的滤波电容数量为N,state1的滤波电容数量为0，此时由于滤波电容两端电压差上升，改变状态的滤波电容会快速充电，从而降低输出电压V_o；

(3)当负载和输出电压V_o再次稳定之后，将步骤(2)中调整过状态的滤波电容调回到步骤(1)中稳定工作的状态，从而应对下次的负载突变；由于大量滤波电容一起切换状态会导致输出电压V_O波动，需要每隔一定时间间隔逐个切换，减小对输出电压V_o的影响。

本发明与现有技术相比的优点在于：

(1)本发明调节能力强。开关电源瞬态响应能力的提升可以有效改善输出电压的稳定性。常见的瞬态响应方式是通过开关电源的闭环反馈控制回路进行，但控制回路往往延迟大，且调节能力有限。本发明由于增大了滤波电容的电压差，在滤波电容内可以存储大量电荷，当输出电压V_o波动时，可以及时通过滤波电容的充放电来维持输出电压V_o稳定。利用滤波电容压差的变化使滤波电容快速充放电进而改善开关电源瞬态响应能力。

(2)本发明易于扩展。本发明易于在已有开关电源结构上进行扩展，不需要更改已有电源工作过过程，只需要在滤波电容处添加控制部分即可。易于在已有电源结构上进行扩展。本发明在开关电源领域有很好的应用前景。

(3)本发明结构简单，调节延迟小。由于直接通过滤波电容的充放电进行电压调节，控制回路不需要经过电源模块本身，响应速度快且控制回路简单。

附图说明

图1为本发明的系统的主要构成；

图2为本发明中采集控制模块的模拟电路实现方式；

图3为本发明中采集控制模块的数字电路实现方式；

图4为本发明中电平控制模块结构。

图1中各标记含义为：11代表任意一个开关电源，12代表任意一个负载，13代表滤波电容，14代表采集控制模块，15代表电平产生模块，16代表电平控制模块。

图2中各标记含义为：14_1代表采集控制模块的模拟电路实现方式，由21_1、21_2、21_3、21_4构成，均代表迟滞比较器，21_3、21_4各包含一个非门，21_1的同相端电压为V_O,反相端电压为V_{high_threshold_2}，迟滞宽度为Δ_{high_2}，21_2的同相端电压为V_O，反相端电压为V_{high_threshold_1}，迟滞宽度为Δ_{high_1}，21_3的同相端电压为V_{low_threshold_1}，反相端电压为V_O，迟滞宽度为Δ_{low_1}，21_4的同相端电压为V_{low_threshold_2}，反相端电压为V_O，迟滞宽度为Δ_{low_2}。

图3中各标记含义为:14_2代表采集控制模块的数字电路实现方式，由31和32构成，31代表ADC，32代表数字芯片。

图4中各标记含义为：16代表电平控制模块，由41和N个单刀双掷开关构成，41代表数字芯片。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做详细说明。

如图1所示，以开关电源标准输出1V电压为例，输出电压稳定在0.9V-1.1V之间，通过图1来描述实现方式，包括采集控制模块14、电平产生模块15和电平控制模块16。

采集控制模块14负责检测开关电源的输出电压V_o，并将控制信号发送给电平控制模块16。

采集控制模块14可以用模拟电路方式实现，如图2，即第一种采集控制模块14_1的输入信号有五个,开关电源的输出电压V_o，V_{high_threshold_2}＝1.08V,迟滞宽度Δ_{high_2}＝0.08V，V_{high_threshold_1}＝1.04V，迟滞宽度Δ_{high_1}＝0.04V，V_{low_threshold_1}＝0.96V,迟滞宽度Δ_{low_1}＝0.04V，V_{low_threshold_2}＝0.92V，迟滞宽度Δ_{low_2}＝0.08V，输出信号为迟滞比较器21_1、21_2、21_3、21_4的输出值，迟滞比较器输出高电平记为1，迟滞比较器输出低电平记为0。

初始状态下，输出电压V_o为1.0V，迟滞比较器21_1、21_2输出为低电平，迟滞比较器21_3、21_4输出为高电平，四个迟滞比较器21_1、21_2、21_3、21_4的输出值按顺序排列为低电平、低电平、高电平、高电平，记为0011，该输出值被电平控制模块接收，设滤波电容总数为N，则此时使

的滤波电容的参考电压为GND，

的滤波电容的参考电压为-V_ref，-V_ref＝-3V。

当输出电压V_o高于V_{high_threshold_1}、低于V_{high_threshold_2}时，迟滞比较器21_1输出为低电平，迟滞比较器21_2、21_3、21_4输出为高电平，四个迟滞比较器21_1、21_2、21_3、21_4的输出值按顺序排列为低电平、高电平、高电平、高电平，记为0111，该输出值被电平控制模块接收，从而使

的参考电压为GND的滤波电容的参考电压由GND变为-V_ref，即

的处于State1的滤波电容变为State2的滤波电容，电压差改变的滤波电容快速充电使输出电压V_o降低。当输出电压V_o刚刚从高于V_{high_threshold_1}变为低于V_{high_threshold_1}时，此时输出电压V_o仍然高于1.0V，迟滞比较器输出值0111不会立刻改变，当输出电压V_o继续下降至1.0V(V_{high_threshold_1}-Δ_{high_1})时迟滞比较器输出值变为0011，这时滤波电容开始逐个恢复到初始状态。

当输出电压V_o由高于V_{high_threshold_1}继续上升至高于V_{high_threshold_2}时，迟滞比较器21_1、21_2、21_3、21_4输出均为高电平，记为1111，该输出值1111被电平控制模块接收，从而使剩余的

的参考电压为GND的滤波电容的参考电压由GND变为-V_ref，即剩余的

的State1的滤波电容变为State2的滤波电容，电压差改变的滤波电容快速充电使输出电压V_o降低。当输出电压V_o刚刚从高于V_{high_threshold_2}变为低于V_{high_threshold_2}时，此时输出电压V_o仍然高于1.0V，迟滞比较器输出值0111不会立刻改变，当输出电压V_o继续下降至1.0V(V_{high_threshold_2}-Δ_{high_2})时迟滞比较器输出值变为0011，这时滤波电容开始逐个恢复到初始状态。

当输出电压V_o低于V_{low_threshold_1}、高于V_{low_threshold_2}时，迟滞比较器21_1、21_2、21_3输出为低电平，迟滞比较器21_4输出为高电平，四个迟滞比较器21_1、21_2、21_3、21_4的输出值按顺序排列为低电平、低电平、低电平、高电平，记为0001，该输出值被电平控制模块接收，从而使

的参考电压为-V_ref的滤波电容的参考电压由-V_ref变为GND，即

的处于State2的滤波电容变为State1的滤波电容，电压差改变的滤波电容快速放电使输出电压V_o升高。当输出电压V_o刚刚从低于V_{low_threshold_1}变为高于V_{low_threshold_1}时，此时输出电压V_o仍然低于1.0V，迟滞比较器输出值0001不会立刻改变，当输出电压V_o继续上升至1.0V(V_{low_threshold_1}+Δ_{low_1})时迟滞比较器输出值变为0011，这时滤波电容开始逐个恢复到初始状态。

当输出电压V_o由低于V_{low_threshold_2}继续下降至低于V_{low_threshold_2}时，迟滞比较器21_1、21_2、21_3、21_4输出均为低电平，记为0000，该输出值0000被电平控制模块接收，从而使剩余的

的参考电压为-V_ref的滤波电容的参考电压由-V_ref变为GND,即剩余的

的State2的滤波电容变为State1的滤波电容，电压差改变的滤波电容快速放电使输出电压V_o升高。当输出电压V_o刚刚从低于V_{low_threshold_2}变为高于V_{low_threshold_2}时，此时输出电压V_o仍然低于1.0V，迟滞比较器输出值0000不会立刻改变，当输出电压V_o继续上升至1.0V(V_{low_threshold_2}+Δ_{low_2})时迟滞比较器输出值变为0011，这时滤波电容开始逐个恢复到初始状态。

采集控制模块14可以用数字电路方式实现，如图3，第二种采集控制模块14_2由两部分构成，分别是ADC和数字芯片，数字芯片可选MCP、DSP或者FPGA。ADC的输入信号为开关电源的输出电压V₀，ADC的采样值传递到数字芯片；数字芯片一方面控制ADC的采集，一方面将采样值与参考值比较，并输出控制值到电平控制电路。

初始状态下，输出电压V_o为1.0V，数字芯片输出0011到电平控制模块。

当输出电压V_o高于V_{high_threshold_1}时，数字芯片输出0111到电平控制模块，随着输出电压V_o的降低，当到达1.0V(V_{high_threshold_1}-Δ_{high_1})时，数字芯片输出0011。

当输出电压V_o高于V_{high_threshold_2}时，数字芯片输出1111到电平控制模块，随着输出电压V_o的降低，当到达1.0V(V_{high_threshold_}-Δ_{high_2})时，数字芯片输出0011。

当输出电压V_o低于V_{low_threshold_1}时，数字芯片输出0001到电平控制模块，随着输出电压V_o的升高，当到达1.0V(V_{low_threshold_1}+Δ_{low_1})时，数字芯片输出0011。

当输出电压V_o低于V_{low_threshold_2}时，数字芯片输出0000到电平控制模块，随着输出电压V_o的升高，当到达1.0V(V_{low_threshold_2}+Δ_{low_1})时，数字芯片输出0011。

电平产生模块15负责产生需要的参考电压，包括采集控制模块14的参考电压V_{high_threshold_1}，V_{high_threshold_2}，V_{low_threshold_1}，V_{low_threshold_2}，滤波电容的参考电压-V_ref。参考电压可以使用芯片产生，也可以用模拟电路构建。

电平控制模块16接收来自采集控制模块的控制信号，根据控制信号对应地调节多个单刀双掷开关的状态，图4为其实现方式。控制功能通过数字芯片实现，可选MCP、DSP或者FPGA。如果采集控制模块14同样用数字电路方式实现，则采集控制模块14的数字芯片和电平控制模块16的数字芯片可以合并为一个数字芯片。

初始状态下，当收到控制信号0011时，电平控制模块16控制

的单刀双掷开关接通GND，

的单刀双掷开关接通-V_ref。

当控制信号由0011变为0111时，电平控制模块16控制

的State1滤波电容的单刀双掷开关由接通GND变为接通-V_ref；当控制信号由0111变回为0011时，电平控制模块16每隔一定的时间间隔，将控制信号由0011变为0111的过程中改变过状态的单刀双掷开关逐个由接通-V_ref切换为接通GND，直到恢复到初始状态；当控制信号由0111变为1111时，电平控制模块16控制剩余的

的State1滤波电容的单刀双掷开关由接通GND变为接通-V_ref；当控制信号由1111变回为0011时，电平控制模块16每隔一定的时间间隔，将控制信号由0011变为0111，再变为1111的过程中改变过状态的单刀双掷开关逐个由接通-V_ref切换为接通GND，直到恢复到初始状态；当控制信号由0011变为0001时，电平控制模块16控制

的State2滤波电容的单刀双掷开关由接通-V_ref变为接通GND；当控制信号由0001变回为0011时，电平控制模块16每隔一定的时间间隔，将控制信号由0011变为0001的过程中改变过状态的单刀双掷开关逐个由接通GND切换为接通-V_ref，直到恢复到初始状态；当控制信号由0001变为0000时，电平控制模块16控制剩余的

的State2滤波电容的单刀双掷开关由接通-V_ref变为接通GND；当控制信号由0000变回为0011时，电平控制模块16每隔一定的时间间隔，将控制信号由0011变为0001，再变为0000的过程中改变过状态的单刀双掷开关逐个由接通GND切换为接通-V_ref，直到恢复到初始状态。

提供以上实施例仅仅是为了描述本发明的目的，而并非要限制本发明的范围。本发明的范围由所附权利要求限定。不脱离本发明的精神和原理而做出的各种等同替换和修改，均应涵盖在本发明的范围之内。

Claims (3)

1.一种调节滤波电容压差改善开关电源瞬态响应能力的系统，其特征在于，包括：采集控制模块、电平产生模块和电平控制模块；其中：

采集控制模块，负责采集输出电压，并与参考电压比较，根据两者的偏差值得到控制信号，并将控制信号发送给电平控制模块，偏离参考电压越多，需要调节的滤波电容电平数量就越多；

电平产生模块，负责产生多个参考电平，为滤波电容和采集控制模块提供参考电压；

电平控制模块，负责控制滤波电容负端参考电压，接收来自采集控制模块的控制信号，对应地调整输出滤波电容负极单刀双掷开关的状态；

(1)在稳定工作状态时，采集控制模块不断采集开关电源的输出电压V_o，并将结果送至电平控制模块，设滤波电容的总数量为N，电平控制模块将

的滤波电容的负端参考电压拉至地平面GND，滤波电容的这种状态记为state1，将剩余

的滤波电容的负端参考电压拉至负电压-V_Ref，滤波电容的这种状态记为state2；

(2)当负载突变，包括负载需要的功率增大，此时负载阻值减小，输出电压V_o降低，当采集控制模块采集到的输出电压V_o低于阈值电压V_{low_threshold_1}时，将对应控制信号发送到电平控制模块，电平控制模块通过单刀双掷开关将

的State2的滤波电容负端参考电压拉至地平面GND，即

的state2的滤波电容变为state1的滤波电容，此时state1的滤波电容的数量为

state2的滤波电容的数量为

当采集控制模块采集到的输出电压V_o继续降低至低于阈值电压V_{low_threshold_2}时，将对应控制信号发送到电平控制模块，电平控制模块通过单刀双掷开关将剩余

的state2的滤波电容负端参考电压拉至地平面GND，即剩余

的state2的滤波电容变为state1的滤波电容，此时state1的滤波电容数量为N,state2的滤波电容数量为0；此时由于滤波电容两端电压差下降，改变状态的滤波电容会快速放电，从而提高输出电压V_o；

当负载突变，包括负载需要的功率减小，此时负载阻值增大，输出电压V_o升高，当采集控制模块采集到的输出电压V_o高于阈值电压V_{high_threshold_1}时，将对应控制信号发送到电平控制模块，电平控制模块通过单刀双掷开关将

的State1的滤波电容负端参考电压拉至-V_Ref，即

的state1的滤波电容变为state2的滤波电容，此时state2的滤波电容的数量为

state1的滤波电容的数量为

当采集控制模块采集到的输出电压V_o继续上升至高于阈值电压V_{high_threshold_2}时，将对应控制信号发送到电平控制模块，电平控制模块通过单刀双掷开关将剩余

的state1的滤波电容负端参考电压拉至-V_Ref，即剩余

的state1的滤波电容变为state2的滤波电容，此时state2的滤波电容数量为N,state1的滤波电容数量为0。此时由于滤波电容两端电压差上升，改变状态的滤波电容会快速充电，从而降低输出电压V_o；

(3)当负载和输出电压V_o再次稳定之后，将步骤(2)中调整过状态的滤波电容调回到(1)中稳定工作的状态，从而应对下次的负载突变；由于大量滤波电容一起切换状态会导致输出电压V_O波动，需要每隔一定时间间隔逐个切换，减小对输出电压V_o的影响。

2.根据权利要求1所述的调节滤波电容压差改善开关电源瞬态响应能力的系统，其特征在于：所述阈值电压根据开关电源输出电压稳定性要求来确定，开关电源的理想输出电压为V_standard，实际输出电压V_O与理想输出电压V_standard差值占V_standard最大百分比为μ，即要求输出电压控制在(1±μ％)V_standard内，则阈值电压取值如下：V_{low_threshold_1}＝(1-0.4μ％)V_standard，V_{low_threshold_2}＝(1-0.8μ％)V_standard，V_{high_threshold_1}＝(1+0.4μ％)V_standard，V_{high_threshold_2}＝(1+0.8μ％)V_standard，滤波电容负参考电压值-V_Ref＝-3*V_standard。

3.一种调节滤波电容压差改善开关电源瞬态响应能力的方法，其特征在于，所述方法通过调节滤波电容的电压差实现，实现方法如下：

(1)在稳定工作状态时，采集开关电源的输出电压V_o，设滤波电容的总数量为N，将

的滤波电容的负端参考电压拉至地平面GND，滤波电容的这种状态记为state1，将剩余

的滤波电容的负端参考电压拉至负电压-V_Ref，滤波电容的这种状态记为state2；

(2)当负载突变，包括负载需要的功率增大，此时负载阻值减小，输出电压V_o降低，当输出电压V_o低于设定阈值电压V_{low_threshold_1}时，通过单刀双掷开关将

的State2的滤波电容负端参考电压拉至地平面GND，即

的state2的滤波电容变为state1的滤波电容，此时state1的滤波电容的数量为

state2的滤波电容的数量为

当输出电压V_o继续降低至低于阈值电压V_{low_threshold_2}时，通过单刀双掷开关将剩余

的state2的滤波电容负端参考电压拉至地平面GND，即剩余

的state2的滤波电容变为state1的滤波电容，此时state1的滤波电容数量为N,state2的滤波电容数量为0；此时由于滤波电容两端电压差下降，改变状态的滤波电容会快速放电，从而提高输出电压V_o；

当负载突变，包括负载需要的功率减小，此时负载阻值增大，输出电压V_o升高，当采集到的输出电压V_o高于阈值电压V_{high_threshold_1}时，通过单刀双掷开关将

的State1的滤波电容负端参考电压拉至-V_Ref，即

的state1的滤波电容变为state2的滤波电容，此时state2的滤波电容的数量为

state1的滤波电容的数量为

当输出电压V_o继续上升至高于设定阈值电压V_{high_threshold_2}时，通过单刀双掷开关将剩余

的state1的滤波电容负端参考电压拉至-V_Ref，即剩余

的state1的滤波电容变为state2的滤波电容，此时state2的滤波电容数量为N,state1的滤波电容数量为0，此时由于滤波电容两端电压差上升，改变状态的滤波电容会快速充电，从而降低输出电压V_o；

(3)当负载和输出电压V_o再次稳定之后，将步骤(2)中调整过状态的滤波电容调回到步骤(1)中稳定工作的状态，从而应对下次的负载突变；大量滤波电容一起切换状态会导致输出电压V_O波动，需要每隔一定时间间隔逐个切换，减小对输出电压V_o的影响。

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