CN113193322A - 一种改进型威尔金森功分器 - Google Patents

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康凯
王杨洋
吴韵秋
赵晨曦
刘辉华
余益明
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    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port

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Abstract

本发明属于无线通信技术领域，涉及射频毫米波收发机前端功分器的结构创新，具体提供一种改进型威尔金森功分器，用以克服传统威尔金森功分器在毫米波频段下的多通道无线通信系统应用中需要引入较长附加传输线、导致功分器插入损耗增大的问题。本发明提供一种改进型威尔金森功分器，在传统威尔金森功分器结构基础上，通过在隔离电阻两端分别引入长度不大于1/18信号波长的传输线L4，在保证功分器具有良好的端口匹配特性：端口回波损耗小、功率分配端口隔离度高的前提下，大幅增大功率分配端口的间距，有效减小功分器在实际多通道无线通信系统应用中附加传输线的长度、甚至避免附加传输线的使用，进而有效降低功分器整体的插入损耗。

Description

一种改进型威尔金森功分器
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，涉及射频毫米波收发机前端功分器的结构创新，具体为一种改进型威尔金森功分器。
背景技术
在无线通信技术中，射频毫米波前端收发机因为单个通道的功率较小，为了增大发射功率，常采用多通道收发结构来提高收发机性能；在毫米波相控阵雷达中，也常采用多通道结构来实现不同相位信号同时接收或发射的功能。在多通道无线通信系统中，为了实现多个通道与单个天线之间的连接，功分器是作为功率分配与合成的有效结构，其中基于巴伦结构的功分器插入损耗偏大且隔离度较差，而威尔金森功分器因为具有较小的插入损耗和良好的端口匹配特性，在收发机系统中得到了广泛应用。
传统威尔金森功分器原理如图1所示，其中，传输线L1、L3为连接前后级模块的传输线，特征阻抗为Z0，L2的特征阻抗为
Figure BDA0003013350410000011
L2的长度为传输线中信号的1/4信号波长，节点2和3之间的隔离电阻R电阻值为2Z0；功分器三个端口便能够同时满足阻抗匹配，且端口2和3之间有良好的隔离度。采用奇偶模分析，等效半边电路原理图如图2所示，当激励端口2和3的激励是偶模时，等效半边电路如图2(a)所示，1/4信号波长传输线在节点1往外看去、可以看做是2Z0阻抗线与开路的并联，节点2往外看去、可以看做是阻抗为Z0的传输线与开路电阻的并联，原因是偶模激励时，节点2和3是等电位的，隔离电阻相当于开路。由1/4信号波长阻抗变化得知，1/4传输线节点2往节点1看去时的阻抗是：
Figure BDA0003013350410000012
反射系数：
Figure BDA0003013350410000013
反射系数为0，节点2处是阻抗匹配的；
奇模激励时，等效半边电路如图2(b)所示，由于结构上的对称性，节点2和3之间对称位置处是虚地点；1/4信号波长传输线节点1往外看、等效为2Z0阻抗线与短路的并联，节点2往节点1看到阻抗经由1/4波长阻抗变换后等效为无穷大，那么节点2处的输入阻抗：
Zin2_odd＝Z0//∞＝Z0 (3)
反射系数：
Figure BDA0003013350410000021
节点2处是阻抗匹配的反射系数为0；
奇偶模激励叠加之后可以发现，节点2处始终是阻抗匹配的，端口2给的激励信号要么传输到端口1，要么经由隔离电阻消耗，所以端口2和3是隔离的；如果端口2处与负载阻抗失配有反射信号，那么全部会由电阻消耗；功分器端口1激励时，等同于端口2和3偶模激励；如果端口2和3是阻抗匹配的，那么电阻是无耗的，仅当端口2和3失配反射时电阻耗能。
由此可见，功分器三个端口是可以同时匹配，而且端口2与端口3是隔离的，影响损耗的是微带线的欧姆损耗和寄生效应；工作带宽内端口2与端口3的隔离度与电阻值大小是有关的，主要与L2的长度是强相关的，如果长度不是严格的1/4波长，那么节点2和3之间则不是良好的隔离状态，当端口2与端口3之间有信号互通，必然导致隔离度恶化。
综上所述，在L2为1/4波长的前提下，电阻值决定了阻抗匹配程度，也就决定了端口回波损耗的大小；当电阻R实现良好阻抗匹配时，传统威尔金森功分器的HFSS模型如图3所示，由图可见，功分器的功率分配端口Port2与Port3之间的间距非常小；然而，在实际多通道无线通信系统中，在毫米波频段下相邻通道端口之间的间距往往是几百甚至上千微米，为了实现功率分配端口与通道端口之间的连接，则必须在功率分配端口Port2与Port3处引出较长的附加传输线，而附加传输线引入的插入损耗是显而易见的，也就大大增大了功分器整体的插入损耗。
发明内容
本发明的目的在于针对传统威尔金森功分器在毫米波频段下的多通道无线通信系统中需要引入较长附加传输线、导致功分器插入损耗增大的问题，提供一种改进型威尔金森功分器，通过在隔离电阻两端引入长度不大于1/18信号波长的传输线L4，在保证功率分配端口的回波损耗性能、不影响功率分配端口的隔离度的前提下，大幅增大功率分配端口的间距，有效减小功分器在实际多通道无线通信系统应用中附加传输线的长度，进而有效降低功分器整体的插入损耗。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种改进型威尔金森功分器，包括：介质层、设置于介质层上表面的信号传输金属层及设置于介质层下表面的信号地金属层，其特征在于，所述信号金属层包括：传输线L1、两段传输线L2、两段传输线L3、隔离电阻R、以及两段传输线L4；所述传输线L1的一端连接输入端口，另一端分别连接传输线L2、传输线L3后到达两个输出端口；所述隔离电阻R的两端分别连接传输线L4，传输线L4的另一端连接于传输线L2与传输线L3的连接处。
进一步的，所述传输线L4的长度为L：0＜L≤1/18λ，λ为信号波长。
从工作原理上讲：
本发明提供的改进型威尔金森功分器的原理示意图如图3所示，设定节点2与隔离电阻连接的传输线L4的长度为L、特征阻抗是Z0′，在功分器半边电路分析中，由传输线理论得知如图3中节点2所看到的等效隔离电阻为：
Figure BDA0003013350410000031
其中，β为传输线L的相位常数，为了满足Zeq＝Z0，那么隔离电阻的电阻值为：
Figure BDA0003013350410000032
其中，Z0为传输线L1和L3的特征阻抗；
那么，当选取连接隔离电阻的传输线L4的长度L不超过1/18信号波长时，使得式(6)中tan(βL)＜＜1，那么有R≈2Z0，隔离电阻便能方便取值，实现良好阻抗匹配，保证功率分配端口的回波损耗性能，同时保证功率分配端口Port2与Port3之间的隔离度；同时，传输线L4的引入不会引入额外的插入损耗，并且传输线L4使得功率分配端口Port2与Port3之间的间距大大增加，使得本发明改进型威尔金森功分器应用于实际多通道无线通信系统时，尤其是毫米波频段下，大幅度减小附加传输线的长度、甚至避免附加传输线的使用。
本发明的有益效果在于：
本发明提供一种改进型威尔金森功分器，在传统威尔金森功分器结构基础上，通过在隔离电阻两端分别引入长度不大于1/18信号波长的传输线L4，在保证功分器具有良好的端口匹配特性：端口回波损耗小、功率分配端口隔离度高的前提下，大幅增大功率分配端口的间距，有效减小功分器在实际多通道无线通信系统应用中附加传输线的长度、甚至避免附加传输线的使用，进而有效降低功分器整体的插入损耗。
附图说明
图1为传统威尔金森功分器的结构原理示意图。
图2为传统威尔金森功分器的半边等效电路图，其中，(a)为偶模激励半边等效电路，(b)为奇模激励半边等效电路。
图3为传统威尔金森功分器的HFSS模型示意图(俯视图)。
图4为本发明改进型威尔金森功分器的结构原理示意图。
图5为本发明改进型威尔金森功分器的HFSS模型示意图(俯视图)。
图6为本发明实施例与对比例中改进型威尔金森功分器的仿真结果，其中，(a)为输入回波损耗，(b)为输出回波损耗，(c)为插入损耗，(d)为隔离度。
图7为本发明实施例中改进型威尔金森功分器的仿真结果，其中，(a)为回波损耗和隔离度，(b)为插入损耗。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明进行进一步详细说明。
本实施例提供一种改进型威尔金森功分器，其结构如图4所示，
更为具体的讲，该功分器为1分2路，其中心频率为94GHz，采用TSMC CMOS 65nm工艺；所述功分器前后级阻抗均为50Ω，M4层作为信号地，且因M9层为厚金属层、损耗小且离地平面远、对地寄生效应比较小等优势，将M9层作为功分器信号传输线；另外，选取该工艺允许的最小线宽2μm、特征阻抗为60.38Ω的传输线作为传输线L2，以便选取接近50Ω特征阻抗的特征阻抗为42.82Ω、线宽为6μm的传输线作为传输线L1和传输线L3，以及输入和输出连接线来减小端口阻抗失配。
基于上述设计可知，传输线L2的长度为540μm，则1/18信号波长为120μm；设定传输线L1和传输线L3长度为10μm，隔离电阻R的电阻值为86Ω，则HFSS模型如图5所示；由图可见，本发明具有如下优点：
1)端口匹配的实现
如图5所示，隔离电阻R的阻值与连接隔离电阻的传输线L4由上文的理论分析已经给出，传输线L4的长度L＝120μm时，功分器的功率分配端口在前后50Ω负载的情况下，在工作频段内具有良好的端口匹配特性；
2)减小插入损耗的实现
如图5所示，传输线L4的引入使得功分器的功率分配端口之间的间距增大，大幅度减小附加传输线的长度、甚至避免附加传输线的使用，也就减小了插入损耗；
3)减小版图面积的实现
如图5所示，传输线L2采用折叠蛇形走线，为了避免传输线之间的耦合效应影响功分器的性能，将传输线间距设置在三倍线宽以上，本实施例中，线间距S＝20μm；从而压缩了信号传输方向上的长度，减小了版图面积。
本实施例中，共设置4个对比例，4个对比例与本实施例的唯一区别在于：传输线L4的长度依次为L＝80、100、140、160μm；对本实施例与对比例的功分器进行仿真测试，结果如图6所示，由图可见，本实施例中功分器的性能最优，传输线L4的长度L＝120μm、即1/18信号波长，在工作频段内，回波损耗大于15dB、端口隔离度大于24dB、插入损耗小于0.82dB；传输线L4的长度L＝80、100μm时，回波损耗小于13dB、端口隔离度大于20.5dB、插入损耗小于0.86dB；传输线L4的长度L＝140、160μm时，回波损耗小于15.8dB、端口隔离度大于20.5dB、插入损耗小于0.875dB；由此也验证了本发明中根据理论分析得到的传输线L4的长度L≤1/18信号波长的要求。
更进一步的，本实施例中改进型威尔金森功分器的仿真结果如图7所示，由图可见，在91～97GHz范围内，功分器的插入损耗为0.76～0.82dB、端口隔离度为24～25.7dB、输入输出回波损耗分别为15～18dB和18.8～20.5dB，即实现了较小的插入损耗和较高的端口隔离度且不恶化端口回波损耗。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims (2)

1.一种改进型威尔金森功分器，包括：介质层、设置于介质层上表面的信号传输金属层及设置于介质层下表面的信号地金属层，其特征在于，所述信号传输金属层包括：传输线L1、两段传输线L2、两段传输线L3、隔离电阻R、以及两段传输线L4；所述传输线L1的一端连接输入端口，另一端分别连接传输线L2、传输线L3后到达两个输出端口；所述隔离电阻R的两端分别连接传输线L4，传输线L4的另一端连接于传输线L2与传输线L3的连接处。
2.按权利要求1所述改进型威尔金森功分器，其特征在于，所述传输线L4的长度为L：0＜L≤1/18λ，λ为信号波长。
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