CN113141324A - 信道估计方法及装置 - Google Patents

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CN113141324A CN202010062907.6A CN202010062907A CN113141324A CN 113141324 A CN113141324 A CN 113141324A CN 202010062907 A CN202010062907 A CN 202010062907A CN 113141324 A CN113141324 A CN 113141324A
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Abstract

本发明实施例提供一种信道估计方法及装置，所述方法包括：对相邻子载波间最小二乘信道估计的相位差进行纠正；根据纠正后的相位差对最小二乘信道估计结果进行校正。本发明实施例提供的信道估计方法及装置，通过对相邻子载波间最小二乘信道估计的相位差进行纠正，再根据纠正后的相位差对最小二乘信道估计结果进行校正，避免了求相邻子载波间最小二乘信道估计相位差的模糊，保证了均衡输出的软符号的正确性，从而提高了大定时偏差、低信噪比情况下的解调性能。

Description

信道估计方法及装置
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种信道估计方法及装置。
背景技术
在正交频分复用OFDM系统中，进行信道估计时，符号定时偏差(Symbol TimingOffset，STO)不仅能引起相位失真，而且能引起符号间串扰(Inter Symbol Interference，ISI)，相位失真可以通过均衡器进行补偿，而符号间串扰一旦发生，就无法被修正。
现有技术中，为了保证OFDM系统性能，在进行信道估计时，接收机必须利用同步技术来估计STO，以便能够准确估计出OFDM符号的起始点。在最小二乘(Least Square，LS)信道估计方法的基础上，根据每个子载波上LS信道估计的相位，估计出接收导频信号的相邻子载波间由于符号定时偏差造成的信道估计相位差，对LS信道估计结果去除符号定时偏差后再取平均，对平均后的信道估计添加上估计出的符号定时偏差对应的相位因子后，再通过均衡器进行补偿。
其中，根据每个子载波上LS信道估计的相位，估计出接收导频信号上相邻子载波间由于符号定时偏差造成的信道估计相位差的过程中，首先，确定相隔N_sc_RB/2个子载波间由于符号定时偏差造成的信道估计相位差的平均值
Figure BDA0002375070540000011
然后，再根据
Figure BDA0002375070540000012
折算出相邻子载波间由于符号定时偏差造成的信道估计相位差
Figure BDA0002375070540000013
但是，由于符号定时偏差引起的间隔N_sc_RB/2个子载波间真实的信道估计相位差超出[-π,π)范围时，利用反三角函数求出的
Figure BDA0002375070540000014
就存在模糊的问题，导致由
Figure BDA0002375070540000015
折算出的
Figure BDA0002375070540000016
存在错误，用
Figure BDA0002375070540000017
按上述方法处理后的信道估计进入均衡会使均衡输出的软符号有较大偏差，从而导致译码错误。
发明内容
本发明实施例提供一种信道估计方法及装置，用于解决现有技术中的上述技术问题。
为了解决上述技术问题，一方面，本发明实施例提供一种信道估计方法，包括：
对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正；
根据纠正后的相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差对最小二乘信道估计结果进行校正。
进一步地，所述对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正，具体包括：
分别确定相邻子载波间最小二乘信道估计的相位差，第一平均值和第二平均值，所述第一平均值为多个第一相位差的平均值，第一相位差为相隔A个子载波的两个子载波间最小二乘信道估计的相位差，所述第二平均值为多个第二相位差的平均值，第二相位差为相隔B个子载波的两个子载波间的相位差，A、B均为预设常数，1≤B<A；
基于所述第一平均值和所述第二平均值，对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正。
进一步地，所述基于所述第一平均值和所述第二平均值，对相邻子载波间的相位差进行纠正，具体包括：
基于所述第二平均值，对所述第一平均值进行纠正，确定纠正后的第一平均值；
根据纠正后的第一平均值，确定相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差的初步纠正结果；
根据预设阈值和所述第一平均值、第二平均值，对所述初步纠正结果进一步进行纠正，确定相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差的最终纠正结果。
进一步地，所述基于所述第二平均值，对所述第一平均值进行纠正，确定纠正后的第一平均值，具体包括：
根据所述第二平均值、所述A的值和所述B的值，确定需纠正到的2π周期区间；
根据所述需纠正到的2π周期区间，对所述第一平均值进行纠正，确定纠正后的第一平均值。
进一步地，所述根据预设阈值和所述第一平均值、第二平均值，对所述初步纠正结果进一步进行纠正，确定相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差的最终纠正结果，具体包括：
若第一平均值的绝对值大于所述预设阈值，所述第二平均值小于零，第一平均值大于零，则所述最终纠正结果为所述初步纠正结果减2π/A。
进一步地，所述根据预设阈值和所述第一平均值、第二平均值，对所述初步纠正结果进一步进行纠正，确定相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差的最终纠正结果，具体包括：
若第一平均值的绝对值大于所述预设阈值，所述第二平均值大于零，第一平均值小于零，则所述最终纠正结果为所述初步纠正结果加2π/A。
进一步地，所述A的值为N_sc_RB/2，N_sc_RB为在一个正交频分复用OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数，所述B的值为2。
另一方面，本发明实施例提供一种信道估计装置，包括：
纠正模块，用于对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正；
估计模块，用于根据纠正后的相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差对最小二乘信道估计结果进行校正。
再一方面，本发明实施例提供一种电子设备，包括：存储器、处理器，以及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时，实现上述方法的步骤。
又一方面，本发明实施例提供一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，当所述计算机程序被处理器执行时，实现上述方法的步骤。
本发明实施例提供的信道估计方法及装置，通过对相邻子载波间的相位差进行纠正，再根据纠正后的相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差对最小二乘信道估计结果进行校正，避免了求相邻子载波间最小二乘信道估计相位差的模糊，保证了均衡输出的软符号的正确性，从而提高了大定时偏差、低信噪比情况下的解调性能。
附图说明
图1为现有技术中智能电网数据传输系统PUSCH信道导频结构示意图；
图2为现有技术中
Figure BDA0002375070540000041
与
Figure BDA0002375070540000042
的关系示意图；
图3为本发明实施例提供的信道估计方法示意图；
图4为本发明实施例提供的接收端信道估计方法的性能曲线对比示意图；
图5为本发明另一实施例提供的接收端信道估计方法的性能曲线对比示意图；
图6为本发明实施例提供的信道估计装置示意图；
图7为本发明实施例提供的电子设备的结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
LTE作为4G主流技术给用户提供了高速的数据传输业务，正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技术是LTE采用的关键技术之一。OFDM是一种多载波调制技术，其主要思想是：将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到每个子信道上进行传输。在一些基于LTE技术的应用场景中，比如电力系统智能电网数据传输系统，是基于离散窄带频谱的宽带无线接入系统，将离散窄带频谱分成若干个带宽相同的子带，在每个子带上采用OFDM技术传输数据。
在OFDM系统中，快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)和快速傅立叶变换(Fast Fourier transform，FFT)分别是发射机调制和接收机解调的基本功能。为了在接收机进行N点FFT，需要在OFDM符号周期内得到对发射信号的精确采样，即为了检测每一个去循环前缀(Cyclic Prefix，CP)后的OFDM符号的起始点，需要符号定时同步。根据对OFDM符号起始点估计的位置不同，符号定时偏差(Symbol Timing Offset，STO)具有不同的影响。时域上m个采样点的STO会引起频域上2πkm/N大小的相位偏差，相位偏差与子载波索引k、定时偏差采样点个数m成正比，N为接收机进行OFDM解调时FFT的点数。估计的OFDM符号起始点在精确的定时点之前，但处在前一个OFDM符号信道响应的末端之后，前一个符号和后一个符号不会重叠，即不存在由前一个符号引起的符号间干扰(InterSymbol Interference，ISI)，因此可以完全保持子载波频率分量间的正交性。估计的OFDM符号起始点早于前一个OFDM符号信道响应的末端，因符号定时太早，子载波之间的正交性被(来自前一个符号的)ISI破坏，出现了载波间干扰(Inter Carrier Interference，ICI)。估计的OFDM符号起始点滞后于精确的定时点，在FFT间隔内，信号由当前的OFDM符号的后面部分和下一个OFDM符号的前面一部分(从CP开始)组成，接收信号中存在来自下一个OFDM符号的ISI，同时出现了ICI。
在OFDM系统中STO不仅能引起相位失真(可以通过均衡器进行补偿)，而且能引起ISI(一旦发生，就无法被修正)。因此，为了保证OFDM系统性能，在接收机必须利用同步技术来估计STO，以便能够准确估计出OFDM符号的起始点。OFDM系统稳定后会尽可能保证定时偏差OFDM符号开窗起始点在精确的定时点之前，但处在前一个OFDM符号信道响应的末端之后，这样前一个符号和后一个符号不会重叠，不存在由前一个符号引起的ISI，因此可以完全保持子载波频率分量间的正交性，通过均衡器对STO进行补偿。同时系统可以在时域或频域实现STO估计。
在时域可以采用基于CP或导频符号进行滑动相关，或者将频域信道估计进行IFFT变化到时域得到信道脉冲响应，搜索峰值得到STO。在频域，接收信号会因STO而产生相位旋转，相位旋转与子载波的频率成正比例，所以可以用频域接收信号中相邻子载波信道估计的相位差来估计STO。因为OFDM系统接收端OFDM解调后在用户占用的频域子载波上进行信道估计，用户占用的频域子载波数一般小于时域采样点数，因此利用频域信道估计结果来估计定时偏差比在时域上估计简单，运算量小，在后面均衡时利用均衡器对定时偏差进行补偿。
图1为现有技术中智能电网数据传输电力网系统上行子帧PUSCH信道导频结构示意图，如图1所示，电力系统智能电网数据传输系统将频域资源分为多个子带，每个子带带宽相同，每个子带有25KHz带宽，10个子载波，子载波间隔为2KHz，多子带系统最多有480个子带。基带采样率为128KHz，每个子带OFDM调制时进行64点IFFT，时域每个OFDM符号是71个采样点(包括7个采样点CP和64个采样点数据)。而对于OFDM系统，在一段窄带频带内，比如，一个子带内，一段时间内，信道几乎不变，因而可以用简单的最小二乘(Least Square，LS)方法求这段时频范围内的信道估计，再对LS信道估计结果求平均，以达到去除噪声的效果。
LS信道估计的数学表达式如下：
假定发送信号和接收信号之间是准确定时并且没有频偏，则：
Rlp(kp)＝Hlp(kp)·Slp(kp)+Nlp(kp) (1)
Figure BDA0002375070540000061
其中，lp表示导频所在的OFDM符号索引，例如，图1中lp＝4；
kp表示导频所在的子载波索引，例如，图1中，kp＝0,1,...,9；
l表示所有OFDM符号的索引；
k为所有子载波的索引；
Hlp(kp)表示导频点处的理想信道频率响应；
Figure BDA0002375070540000071
表示导频点处的LS信道估计；
Rlp(kp)表示接收到的导频信号；
Slp(kp)表示接收机本地生成的导频信号；
Nlp(kp)表示零均值的白噪声。
由于E{Nlp(kp)/Slp(kp)}＝0，对所有的
Figure BDA0002375070540000072
求均值后，可以在一定程度上去除噪声。
Figure BDA0002375070540000073
其中，
Figure BDA0002375070540000074
为LS信道估计结果的平均值，K为导频所在的OFDM符号上子载波个数，
Figure BDA0002375070540000075
为导频点处的LS信道估计。
但是，系统中存在定时偏差是不可避免的，因此，各个子载波间也就必然存在一定的相位偏差。通过求平均值的信道估计方法，不仅无法消除子载波间的相位偏差，还会导致更大的信道估计误差，最终影响系统解调性能。
因此，在LS信道估计方法的基础上，根据每个子载波上LS信道估计的相位，估计出接收信号定时偏差，对LS信道估计结果去除定时偏差后再取平均，对取平均后的信道估计添加上估计出的定时偏差对应的相位因子后，再进行均衡等操作。
其中，根据每个子载波上LS信道估计的相位，估计出定时偏差的方法如下：
设N_sc_RB为在一个时域OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数，假设N_sc_RB对为偶数。对相差N_sc_RB/2个子载波的两个子载波上的信道估计进行如下处理，可得如下下面结果：
Figure BDA0002375070540000076
其中，
Figure BDA0002375070540000077
为相隔N_sc_RB/2个子载波的两个子载波上的最小二乘信道估计共轭相乘结果，
Figure BDA0002375070540000078
为子载波kp上最小二乘信道估计，
Figure BDA0002375070540000079
为子载波kp+N_sc_RB/2上最小二乘信道估计取共轭，Slp(kp)为子载波kp上接收机本地生成的导频信号，Hlp(kp)表示导频点处的理想信道频率响应，m为定时偏差采样点个数，N_sc_RB为一个时域OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数，N为接收机进行OFDM解调时FFT的点数。
具体推导过程，本发明不再赘述。
对公式(4)求相位，可得相隔N_sc_RB/2个子载波最小二乘信道估计间的相位差如下：
Figure BDA0002375070540000081
其中，m为定时偏差采样点个数，N为接收机进行OFDM解调时FFT的点数，N_sc_RB为一个时域OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数。
按照公式对多组相隔N_sc_RB/2子载波间最小二乘信道估计求相位差，对得到的多个相位差求均值，得到：
Figure BDA0002375070540000082
其中，N_sc_RB为在一个时域OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数，ΔΦ(kp)为间隔N_sc_RB/2个子载波最小二乘信道估计间的相位差，对一共N_sc_RB/2组间隔N_sc_RB/2个子载波间最小二乘信道估计求得的相位差取平均得到
Figure BDA0002375070540000083
由于定时偏差造成的子载波间信道估计相位差和子载波间隔成正比，相邻子载波间由于定时偏差造成的信道估计相位差
Figure BDA0002375070540000084
可由
Figure BDA0002375070540000085
折算出，
Figure BDA0002375070540000086
的计算公式如下：
Figure BDA0002375070540000087
其中，N_sc_RB为一个时域OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数，m为定时偏差采样点个数，N为接收机进行OFDM解调时FFT的点数，
Figure BDA0002375070540000088
为多个ΔΦ(kp)的平均值。
图2为现有技术中
Figure BDA0002375070540000089
与
Figure BDA00023750705400000810
的关系示意图，
Figure BDA00023750705400000811
与
Figure BDA00023750705400000812
的关系如图2所示。
然后，利用
Figure BDA00023750705400000813
对每个子载波上的
Figure BDA00023750705400000814
由定时偏差引起的频域相位偏差进行校正。
存在m个采样点定时偏差的频域信道响应如下：
Figure BDA0002375070540000091
其中，Hlp(kp)表示导频点处的理想信道频率响应，N_sc_RB为一个时域OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数，m为定时偏差采样点个数，N为接收机进行OFDM解调时FFT的点数，Slp(kp)表示接收机本地生成的导频信号，Nlp(kp)表示零均值的白噪声。
对定时相位校正后的信道估计的表达式如下：
Figure BDA0002375070540000092
其中，Hlp(kp)表示导频点处的理想信道频率响应，N_sc_RB为在一个时域OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数，m为定时偏差采样点数，N为接收机进行OFDM解调时FFT的点数，Slp(kp)表示接收机本地生成的导频信号，Nlp(kp)表示零均值的白噪声。
再对校正后的信道估计
Figure BDA0002375070540000093
求均值，可在一定程度上去除噪声，对
Figure BDA0002375070540000094
求均值的计算公式如下：
Figure BDA0002375070540000095
其中，
Figure BDA0002375070540000096
为校正后的信道估计，N_sc_RB为在一个时域OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数。
通过信道估计
Figure BDA0002375070540000097
求出实际带有定时偏差的信道估计的表达式如下：
Figure BDA0002375070540000098
其中，k为所有子载波的索引，
Figure BDA0002375070540000099
为信道估计的平均值，m为定时偏差采样点数，N为接收机进行OFDM解调时FFT的点数。
上述过程中，求出定时偏差引起的相邻子载波间信道估计相位差
Figure BDA00023750705400000910
后，即可计算出定时偏差的采样点个数
Figure BDA00023750705400000911
其中对定时偏差引起的相邻子载波间信道估计相位差
Figure BDA00023750705400000912
的准确估计是关键，如果
Figure BDA00023750705400000913
估计错误，则信道估计的定时偏差去除及后面对平均后的信道估计添加上估计出的定时偏差对应的相位因子都会引入更大的误差，从而影响译码性能。
由定时偏差引起的间隔N_sc_RB/2个子载波最小二乘信道估计相位差
Figure BDA0002375070540000101
超出[-π,π)范围时，利用反三角函数求出的相位差
Figure BDA0002375070540000102
存在模糊的问题，因此由
Figure BDA0002375070540000103
折算出的
Figure BDA0002375070540000104
存在较大偏差。同时定时偏差较大且选取计算相位差
Figure BDA0002375070540000105
的子载波间隔较大时(例如N_sc_RB/2)，由于噪声的存在，也会使得真实的相位差
Figure BDA0002375070540000106
绝对值在nπ附近且未到nπ时，估计出的相位发生了±2π的变化。特别是在低信噪比的情况下，因为噪声比较大，受噪声的影响，相位差
Figure BDA0002375070540000107
更容易出现这种模糊。求出的相位差
Figure BDA0002375070540000108
出现上述两种模糊时，会导致上述方法估计出的相位差
Figure BDA0002375070540000109
与真实的相位差偏差较大，甚至估计出的相位差
Figure BDA00023750705400001010
符号会与真实的相位差相反，按照估计出的相位差
Figure BDA00023750705400001011
去除定时偏差及对平均后的信道估计添加估计出的定时偏差对应的相位因子都会产生错误，用这样的信道估计进入均衡会使均衡输出的软符号有较大偏差，从而导致译码错误。
为了解决上述技术问题，本发明实施例，在OFDM系统中根据子载波间LS信道估计相位差来估计定时偏差时，判断估计出的子载波间LS信道估计相位差是否存在模糊，当判断出存在相位模糊时进行纠正，使用纠正之后的相位差计算定时偏差，据此进行信道估计定时偏差去除及后面对平均后的信道估计添加上估计出的定时偏差对应的相位因子。
因为纠正了相位估计模糊导致的相位差估计错误，保证了均衡输出的软符号的正确性，从而提高了大定时偏差、低信噪比情况下的解调性能，同时在小定时偏差情况下解调性能基本不受影响。
图3为本发明实施例提供的信道估计方法示意图，如图3所示，本发明实施例提供一种信道估计方法，其执行主体为信道估计装置。该方法包括：
步骤S301、对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正。
具体来说，在本发明实施例中，在确定相邻子载波间的相位差
Figure BDA00023750705400001012
之后，对其进行纠正，以避免由于定时偏差引起的间隔较多子载波间信道估计相位差
Figure BDA00023750705400001013
因受噪声影响或真实值超出[-π,π)范围时，利用反三角函数求出的相位差
Figure BDA00023750705400001014
存在模糊，导致由
Figure BDA00023750705400001015
折算出的
Figure BDA00023750705400001016
存在较大偏差的情况。
步骤S302、根据纠正后的相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差对最小二乘信道估计结果进行校正。
具体来说，在对相邻子载波间的相位差进行纠正之后，利用纠正之后的
Figure BDA0002375070540000112
对每个子载波上的最小二乘信道估计结果进行校正。
然后，对所有子载波上去除定时偏差的最小二乘信道估计结果求平均，对平均后的信道估计添加上估计出的定时偏差对应的相位因子后，再进行均衡等操作，从而能够更加有效地消除噪声，提高译码性能。
本发明实施例提供的信道估计方法，通过对相邻子载波间最小二乘信道估计的相位差进行纠正，再根据纠正后的相邻子载波间的相位差对最小二乘信道估计结果进行校正，避免了求相邻子载波间最小二乘信道估计相位差的模糊，保证了均衡输出的软符号的正确性，从而提高了大定时偏差、低信噪比情况下的解调性能。
基于上述任一实施例，进一步地，所述对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正，具体包括：
分别确定相邻子载波间最小二乘信道估计的相位差，第一平均值和第二平均值，所述第一平均值为多个第一相位差的平均值，第一相位差为相隔A个子载波的两个子载波间最小二乘信道估计的相位差，所述第二平均值为多个第二相位差的平均值，第二相位差为相隔B个子载波的两个子载波间的相位差，A、B均为预设常数，1≤B<A；
基于所述第一平均值和所述第二平均值，对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正。
具体来说，在本发明实施例中，对相邻子载波间的相位差进行纠正的具体步骤如下：
首先，确定间隔较大的子载波间信道估计的相位差ΔΦ(kp)，例如间隔A个子载波，A的值可以根据实际应用来确定。
根据多个间隔较大的子载波间信道估计的相位差ΔΦ(kp)，计算第一平均值
Figure BDA0002375070540000111
再确定间隔较小的子载波间信道估计的相位差ΔΩ(kp)，间隔B个子载波，B的值可以根据实际应用来确定，1≤B<A。
根据多个间隔较小的子载波间信道估计的相位差ΔΩ(kp)，计算第二平均值
Figure BDA0002375070540000121
例如，当A的值为N_sc_RB/2时，N_sc_RB为一个正交频分复用OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数，可以对
Figure BDA0002375070540000122
求相位得到
Figure BDA0002375070540000123
计算出ΔΦ(kp)，再根据公式
Figure BDA0002375070540000124
计算出
Figure BDA0002375070540000125
其中L为间隔A个子载波的组数，每组包括kp和kp+A两个子载波，kp＝1,2,…,L。对每组两个子载波上的最小二乘信道估计共轭相乘的结果
Figure BDA0002375070540000126
取相位，计算出一个最小二乘信道估计相位差ΔΦ(kp)。
当B的值为2时，根据如下公式计算出相位差ΔΩ(kp)：
Figure BDA0002375070540000127
其中，kp＝0,1,…,N_sc_RB-3，
Figure BDA0002375070540000128
为相隔B个子载波的最小二乘信道估计共轭相乘结果，Rlp(kp)为子载波kp上接收到的导频信号，Rlp(kp+B)表示子载波kp+B上接收到的导频信号，Slp(kp)表示子载波kp上接收机本地生成的导频信号，Slp *(kp)表示子载波kp上接收机本地生成的导频信号取共轭，Slp(kp+B)表示子载波kp+B上接收机本地生成的导频信号，Slp *(kp+B)表示子载波kp+B上接收机本地生成的导频信号取共轭，Hlp(kp)表示导频点处的理想信道频率响应，m为定时偏差采样点数，N为接收机进行OFDM解调时FFT的点数。
再根据如下公式计算出相位差ΔΩ(kp)的平均值
Figure BDA0002375070540000129
Figure BDA00023750705400001210
其中，N_sc_RB为在一个正交频分复用OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数。M为间隔B个子载波的组数，每组包括kp和kp+B两个子载波，kp＝1,2,…,M。对每组两个子载波上的最小二乘信道估计共轭相乘的结果
Figure BDA0002375070540000131
取相位，计算出一个最小二乘信道估计相位差ΔΩ(kp)。例如，这里ΔΩ(kp)为间隔两个子载波间信道估计的相位差，间隔2个子载波的组一共有N_sc_RB-2组。
然后，利用
Figure BDA0002375070540000132
和
Figure BDA0002375070540000133
对
Figure BDA0002375070540000134
进行纠正。
需要说明的是：A和B的值需要根据实际系统定时偏差范围、子载波间隔及相位估计精度结合仿真结果进行选择，以保证真实相位差
Figure BDA0002375070540000135
不超出[-π,π)范围，远离±π边界且距0有一定距离，这样可以提高根据
Figure BDA0002375070540000136
对
Figure BDA0002375070540000137
进行纠正的准确度。
本发明实施例提供的信道估计方法，通过对相邻子载波间最小二乘信道估计的相位差进行纠正，再根据纠正后的相邻子载波间最小二乘信道估计的相位差对最小二乘信道估计结果进行校正，避免了估计出的子载波间最小二乘信道估计相位差存在相位模糊，保证了均衡输出的软符号的正确性，从而提高了大定时偏差、低信噪比情况下的解调性能。
基于上述任一实施例，进一步地，所述基于所述第一平均值和所述第二平均值，对相邻子载波间最小二乘信道估计的相位差进行纠正，具体包括：
基于所述第二平均值，对所述第一平均值进行纠正，确定纠正后的第一平均值；
根据纠正后的第一平均值，确定相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差的初步纠正结果；
根据预设阈值和所述第一平均值、第二平均值，对所述初步纠正结果进一步进行纠正，确定相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差的最终纠正结果。
具体来说，在本发明实施例中，对相邻子载波间最小二乘信道估计的相位差进行纠正包括两次纠正：
首先，根据
Figure BDA0002375070540000138
对
Figure BDA0002375070540000139
进行纠正，确定纠正后的
Figure BDA00023750705400001310
纠正后的
Figure BDA00023750705400001311
记为
Figure BDA00023750705400001312
并根据
Figure BDA0002375070540000141
利用公式
Figure BDA0002375070540000142
确定相邻子载波间的相位差的初步纠正结果
Figure BDA0002375070540000143
然后，再根据预设阈值Threshold和
Figure BDA0002375070540000144
对初步纠正结果
Figure BDA0002375070540000145
进行再次纠正，确定相邻子载波间的相位差的最终纠正结果
Figure BDA0002375070540000146
本发明实施例提供的信道估计方法，通过对相邻子载波间最小二乘信道估计的相位差进行纠正，再根据纠正后的相邻子载波间最小二乘信道估计的相位差对最小二乘信道估计结果进行校正，避免了求相邻子载波间最小二乘信道估计相位差的模糊，保证了均衡输出的软符号的正确性，从而提高了大定时偏差、低信噪比情况下的解调性能。
基于上述任一实施例，进一步地，所述基于所述第二平均值，对所述第一平均值进行纠正，确定纠正后的第一平均值，具体包括：
根据所述第二平均值、所述A的值和所述B的值，确定需纠正到的2π区间；
根据所述需纠正到的2π周期，对所述第一平均值进行纠正，确定纠正后的第一平均值。
具体来说，在本发明实施例中，对
Figure BDA0002375070540000147
进行纠正包括以下两个步骤：
首先，根据
Figure BDA0002375070540000148
确定
Figure BDA0002375070540000149
需要纠正到的[(2n-1)π,(2n+1)π)n∈Z区间。
根据
Figure BDA00023750705400001410
所在的[(2n-1)π,(2n+1)π)n∈Z区间，确定n的值，确定n的值之后，即可通过加2nπ将
Figure BDA00023750705400001411
纠正到
Figure BDA00023750705400001412
所在的[(2n-1)π,(2n+1)π)n∈Z周期内。
利用如下公式对
Figure BDA00023750705400001413
进行纠正得到
Figure BDA00023750705400001414
Figure BDA00023750705400001415
因此根据公式
Figure BDA00023750705400001416
对
Figure BDA00023750705400001417
进行纠正得到
Figure BDA00023750705400001418
计算公式如下：
Figure BDA00023750705400001419
本发明实施例提供的信道估计方法，通过对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正，再根据纠正后的相邻子载波间的相位差对最小二乘信道估计结果进行校正，避免了不求相邻子载波间最小二乘信道估计相位差的模糊，保证了均衡输出的软符号的正确性，从而提高了大定时偏差、低信噪比情况下的解调性能。
基于上述任一实施例，进一步地，所述根据预设阈值和所述第一平均值、第二平均值，对所述初步纠正结果进一步进行纠正，确定相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差的最终纠正结果，具体包括：
若第一平均值的绝对值大于所述预设阈值，所述第二平均值小于零，第一平均值大于零，则所述最终纠正结果为所述初步纠正结果减2π/A。
具体来说，在本发明实施例中，在对初步纠正结果
Figure BDA0002375070540000151
进行再纠正的过程中：
首先，判断
Figure BDA0002375070540000152
的绝对值与预设阈值Threshold的大小。
如果
Figure BDA0002375070540000153
且
Figure BDA0002375070540000154
小于零，
Figure BDA0002375070540000155
大于零，则根据如下公式对
Figure BDA0002375070540000156
进行再次校正：
Figure BDA0002375070540000157
其中，
Figure BDA0002375070540000158
为对
Figure BDA0002375070540000159
进行再次纠正的结果。
需要说明的是：Threshold可以根据实际系统可能的定时偏差范围、子载波间隔结合仿真结果进行选择。
本发明实施例提供的信道估计方法，通过对相邻子载波间最小二乘信道估计的相位差进行纠正，再根据纠正后的相位差对最小二乘信道估计结果进行校正，避免了求相邻子载波间最小二乘信道估计相位差的模糊，保证了均衡输出的软符号的正确性，从而提高了大定时偏差、低信噪比情况下的解调性能。
基于上述任一实施例，进一步地，所述根据预设阈值和所述第一平均值、第二平均值，对所述初步纠正结果进一步进行纠正，确定相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差的最终纠正结果，具体包括：
若第一平均值的绝对值大于所述预设阈值，所述第二平均值大于零，第一平均值小于零，则所述最终纠正结果为所述初步纠正结果加2π/A。
具体来说，在本发明实施例中，在对初步纠正结果
Figure BDA0002375070540000161
进行再纠正的过程中：
首先，判断
Figure BDA0002375070540000162
的绝对值与预设阈值Threshold的大小。
如果
Figure BDA0002375070540000163
且
Figure BDA0002375070540000164
大于零，
Figure BDA0002375070540000165
小于零，则根据如下公式对
Figure BDA0002375070540000166
进行再次纠正：
Figure BDA0002375070540000167
其中，
Figure BDA0002375070540000168
为对
Figure BDA0002375070540000169
进行再次纠正的结果。
需要说明的是：Threshold可以根据实际系统可能的定时偏差范围、子载波间隔结合仿真结果进行选择。
本发明实施例提供的信道估计方法，通过对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正，再根据纠正后的相位差对最小二乘信道估计结果进行校正，避免了求相邻子载波间最小二乘信道估计相位差的模糊，保证了均衡输出的软符号的正确性，从而提高了大定时偏差、低信噪比情况下的解调性能。
基于上述任一实施例，进一步地，所述A的值为N_sc_RB/2，N_sc_RB为一个正交频分复用OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数，所述B的值为2。
具体来说，在本发明实施例中，A的值为N_sc_RB/2，N_sc_RB为在个正交频分复用OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数，B的值为2。
例如，在电力系统智能电网数据传输系统中预设阈值Threshold可以设置为2.6弧度。图4为本发明实施例提供的接收端信道估计方法的性能曲线对比图，图4显示了PUSCH延后6Ts到达接收端信道估计未加入定时模糊纠正和加入了定时模糊纠正的性能曲线。
图5为本发明另一实施例提供的接收端信道估计方法的性能曲线对比示意图，图5显示了PUSCH延后2Ts到达接收端信道估计未加入定时模糊纠正和加入了定时模糊纠正的性能曲线。
通过比较，本发明实施例中的信道估计性能更加优越。
本发明实施例提供的信道估计方法，通过对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正，再根据纠正后的相位差对最小二乘信道估计结果进行校正，避免了求相邻子载波间最小二乘信道估计相位差的模糊，保证了均衡输出的软符号的正确性，从而提高了大定时偏差、低信噪比情况下的解调性能。
需要说明的是：上述各实施例中是以最小二乘信道估计为例，对定时估计的模糊纠正方法的应用进行了说明，但是，定时估计的模糊纠正方法不局限于应用在最小二乘信道估计中，针对其他信道估计方法同样适用，此处不再赘述。
基于上述任一实施例，图6为本发明实施例提供的信道估计装置示意图，如图6所示，本发明实施例提供一种信道估计装置，包括纠正模块601和估计模块602，其中：
纠正模块601用于对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正；估计模块602用于根据纠正后的相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差对最小二乘信道估计结果进行校正。
本发明实施例提供一种信道估计装置，用于执行上述任一实施例中所述的方法，通过本实施例提供的装置执行上述某一实施例中所述的方法的具体步骤与上述相应实施例相同，此处不再赘述。
本发明实施例提供的信道估计装置，通过对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正，再根据纠正后的相位差对最小二乘信道估计结果进行校正，避免了求相邻子载波间最小二乘信道估计相位差的模糊，保证了均衡输出的软符号的正确性，从而提高了大定时偏差、低信噪比情况下的解调性能。
图7为本发明实施例提供的电子设备的结构示意图，如图7所示，该电子设备包括：处理器(processor)701、通信接口(Communications Interface)702、存储器(memory)703和通信总线704，其中，处理器701，通信接口702，存储器703通过通信总线704完成相互间的通信。处理器701和存储器702通过总线703完成相互间的通信。处理器701可以调用存储器703中的逻辑指令，以执行如下方法：
对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正；
根据纠正后的相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差对最小二乘信道估计结果进行校正。
此外，上述的存储器中的逻辑指令可以通过软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
进一步地，本发明实施例提供一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括存储在非暂态计算机可读存储介质上的计算机程序，所述计算机程序包括程序指令，当所述程序指令被计算机执行时，计算机能够执行上述各方法实施例中的步骤，例如包括：
对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正；
根据纠正后的相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差对最小二乘信道估计结果进行校正。
进一步地，本发明实施例提供一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，当所述计算机程序被处理器执行时，实现上述各方法实施例中的步骤，例如包括：
对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正；
根据纠正后的相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差对最小二乘信道估计结果进行校正。
以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种信道估计方法，其特征在于，包括：
对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正；
根据纠正后的相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差对最小二乘信道估计结果进行校正。
2.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正，具体包括：
分别确定相邻子载波间最小二乘信道估计的相位差，第一平均值和第二平均值，所述第一平均值为多个第一相位差的平均值，第一相位差为相隔A个子载波的两个子载波间最小二乘信道估计的相位差，所述第二平均值为多个第二相位差的平均值，第二相位差为相隔B个子载波的两个子载波间的相位差，A、B均为预设常数，1≤B<A；
基于所述第一平均值和所述第二平均值，对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正。
3.根据权利要求2所述的信道估计方法，其特征在于，所述基于所述第一平均值和所述第二平均值，对相邻子载波间的相位差进行纠正，具体包括：
基于所述第二平均值，对所述第一平均值进行纠正，确定纠正后的第一平均值；
根据纠正后的第一平均值，确定相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差的初步纠正结果；
根据预设阈值和所述第一平均值、第二平均值，对所述初步纠正结果进一步进行纠正，确定相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差的最终纠正结果。
4.根据权利要求3所述的信道估计方法，其特征在于，所述基于所述第二平均值，对所述第一平均值进行纠正，确定纠正后的第一平均值，具体包括：
根据所述第二平均值、所述A的值和所述B的值，确定需纠正到的2π周期区间；
根据所述需纠正到的2π周期区间，对所述第一平均值进行纠正，确定纠正后的第一平均值。
5.根据权利要求3所述的信道估计方法，其特征在于，所述根据预设阈值和所述第一平均值、第二平均值，对所述初步纠正结果进一步进行纠正，确定相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差的最终纠正结果，具体包括：
若第一平均值的绝对值大于所述预设阈值，所述第二平均值小于零，第一平均值大于零，则所述最终纠正结果为所述初步纠正结果减2π/A。
6.根据权利要求3所述的信道估计方法，其特征在于，所述根据预设阈值和所述第一平均值、第二平均值，对所述初步纠正结果进一步进行纠正，确定相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差的最终纠正结果，具体包括：
若第一平均值的绝对值大于所述预设阈值，所述第二平均值大于零，第一平均值小于零，则所述最终纠正结果为所述初步纠正结果加2π/A。
7.根据权利要求2-6任一项所述的信道估计方法，其特征在于，所述A的值为N_sc_RB/2，N_sc_RB为在一个正交频分复用OFDM符号内用来做信道估计的频域子载波个数，所述B的值为2。
8.一种信道估计装置，其特征在于，包括：
纠正模块，用于对相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差进行纠正；
估计模块，用于根据纠正后的相邻子载波间的最小二乘信道估计相位差对最小二乘信道估计结果进行校正。
9.一种电子设备，包括存储器、处理器，以及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述计算机程序时，实现如权利要求1至7任一项所述信道估计方法的步骤。
10.一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，当所述计算机程序被处理器执行时，实现如权利要求1至7任一所述信道估计方法的步骤。
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CN117118796A (zh) * 2023-10-24 2023-11-24 北京智芯微电子科技有限公司 窄带干扰的消除方法、装置、存储介质以及电力通信系统
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