CN113138370B - 一种抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法，从波形设计的角度出发，采用具有良好伪随机性的混沌序列对时域中的每个符号进行编码，将时域中每一路信号数据的一部分按随机排列加入等量的冗余编码，再通过MIMO雷达对抗干扰雷达信号进行多通道发送与接收以及多通道匹配滤波，增加了雷达波形脉冲的伪随机性，降低了雷达回波与间歇采样干扰的相关性，且降低了雷达信号的脉内相关性，使得雷达信号具有抗间歇采样干扰的特性，从而能有效的降低ISRJ假目标的干扰；同时其与常用滤波器设计方法互不冲突，可叠加使用。

Description

一种抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法

技术领域

本发明涉及雷达信号处理技术领域，具体是一种抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法。

背景技术

在提高通信系统性能方面，研究表明多输入多输出天线系统(multiple inmultipleout，MIMO)比单输入单输出天线系统(Single Input Single Output,SISO)更具有潜力。与波束形成不同，MIMO系统能很好地利用阵列单元处信号之间的独立性，这也是近年来多输入多输出(MIMO)雷达系统备受关注的原因之一，它能利用正交发射波形提供额外的分集来检测和估计目标。

间歇采样转发干扰(Interrupted-Sampling and Repeater Jamming，ISRJ)是基于数字射频存储器(Digital Radio Frequency Memory,DRFM)的一种干扰类型，由于干扰机截获的雷达信号不是全脉冲采集，所以在脉冲压缩后会产生数个相干的假目标。其利用DRFM对雷达信号进行低速率中断采样处理，利用中断欠采样技术产生相干假目标光束的干扰效果。相比起传统的干扰样式，间歇采样转发干扰能够巧妙地利用脉压雷达的匹配滤波特性，对线性调频脉压雷达产生更有效的干扰。现阶段间歇采样干扰样式研究成果表明，转发样式、参数设置的差异会造成不同的干扰效果，即干扰能量和假目标数成反比。以典型的直接转发、重复转发干扰样式为例，分析其干扰原理，模型框图如图1所示。作为对雷达信号的周期性采样，在中断采样过程中，采样和转发交替进行。由于干扰信号是从原始雷达信号中提取的，因此它具有更强的相干性，并能获得脉冲压缩增益。根据干扰形式的不同，ISRJ可分为中断采样直放站干扰(ISDRJ)和中断采样重复直放站干扰(ISRRJ)。不同的转发模式会产生不同的干扰效果。ISDRJ在每个采样周期执行一次采样，并在每个采样周期之后直接转发。ISRRJ在整个间隔内重复采样信号，直到下一次采样开始。

发明内容

针对上述现有技术中间歇采样转发干扰的问题，本发明提供一种抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法，其降低了雷达回波与间歇采样干扰的相关性，且降低了雷达信号的脉内相关性，使得雷达信号具有抗间歇采样干扰的特性，从而能有效的降低ISRJ假目标的干扰。

为实现上述目的，本发明提供一种抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法，包括如下步骤：

步骤1，获取雷达信号中每一子载波的混沌码；

步骤2，在各子载波的混沌码上随机加入冗余编码，其中，各混沌码上的冗余编码组合后覆盖雷达信号的整个时域；

步骤3，基于加入冗余编码后的混沌码生成各子载波，得到抗干扰雷达信号；

步骤4，通过MIMO雷达对抗干扰雷达信号进行多通道发送与接收，并在每个通道对子载波进行匹配滤波。

在其中一个实施例中，步骤2中，所述在各子载波的混沌码上随机加入冗余编码，具体为：

将各子载波的混沌码中的一部分按随机排列置零或置一。

在其中一个实施例中，步骤3中，所述抗干扰雷达信号由P个子载波组成，其中，每个子载波包含M位的相位编码码片，且每个相位编码码片的宽度相同。

在其中一个实施例中，在所述抗干扰雷达信号中，相邻子载波之间的频率间隔为相位编码码片宽度的倒数。

在其中一个实施例中，所述抗干扰雷达信号雷达信号x(t)具体为：

x(t)＝[x₁(t)，x₂(t)，...，x_p(t)，...，x_P(t)]^T

其中：

f_p＝(p-1)(1/t_b)

Δf＝1/t_b

式中，|ω_p|为第p个子载波上的加权幅度，φ_p为加权相位，j为为虚数单位，j²＝-1，u_p(t)为第p个子载波信号的复包络，f_p为第p个子载波的频率，t_b为单个相位编码码片的持续时间，Δf为相邻子载波之间的频率间隔，ε_p，m为发送信号中第p个子载波上第m个相位编码码片的相位编码，Nrr为随机冗余参数，R_p为随机遍历数。

在其中一个实施例中，R_p∈[0，Nrr-1]，其中，p＝1,2,……,P；且R₁≠R₂≠...≠R_P。

在其中一个实施例中，还包括：

步骤5，对抗干扰雷达信号进行抗干扰性能评估。

在其中一个实施例中，步骤5中，所述对抗干扰雷达信号进行抗干扰性能评估，具体为：

步骤5.1，获取抗干扰雷达信号的雷达接收信号，并对雷达接收信号进行STFT变换，得到：

式中，S_m(t，f)为总回波信号的时频特性，x(t)为抗干扰雷达信号的雷达接收信号，ω(τ-t)为频率滑动窗函数；

步骤5.2，基于总回波信号构建匹配滤波函数，为：

H(f)＝|S_m(t，f)|²

式中，H(f)为匹配滤波函数；

步骤5.3，基于总回波信号与匹配滤波函数得到中断采样干扰抑制后的脉冲压力输出，为：

P(f)＝H(f)×∫S_m(t)exp(-j2πf_pt)dt

式中，P(f)为中断采样干扰抑制后的脉冲压力输出，S_m(t)为回波信号的视频特性；

步骤5.4，基于总回波信号与中断采样干扰抑制后的脉冲压力输出得到SJR改善因子，为：

δ_SJR＝SJR_PC-SJR

式中，δ_SJR为SJR改善因子，SJR_PC为经过脉冲压缩后的SJR值，SJR为经过脉冲压缩后的SJR值，P_signal为P(f)的信号功率，P_jamming为干扰功率，A_signal为P(f)的脉压峰值，A_jamming为干扰脉压峰值。

本发明提供的一种抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法，从波形设计的角度出发，采用具有良好伪随机性的混沌序列对时域中的每个符号进行编码，将时域中每一路信号数据的一部分按随机排列加入等量的冗余编码，增加了雷达波形脉冲的伪随机性，降低了雷达回波与间歇采样干扰的相关性，且降低了雷达信号的脉内相关性，使得雷达信号具有抗间歇采样干扰的特性，从而能有效的降低ISRJ假目标的干扰；同时其与常用滤波器设计方法互不冲突，可叠加使用。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。

图1为现有技术中的间歇采样转发干扰模型框图；

图2为本发明实施例中雷达信号设计方法的流程示意图；

图3为本发明实施例中雷达信号在8子载波4通道的MIMO下的示例结构示意图；

图4为本发明实施例中雷达信号在8子载波8通道的MIMO下的示例结构示意图；

图5为本发明实施例中雷达信号的时频结构示意图；

图6为本发明实施例中MCPC的仿真结果示意图；

图7为本发明实施例中RR-MCPC的仿真结果示意图；

图8为本发明实施例中的仿真过程中SJR改善因子输出示意图。

本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明，本发明实施例中所有方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。

另外，在本发明中如涉及“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。

在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”、“固定”等应做广义理解，例如，“固定”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接，还可以是物理连接或无线通信连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

另外，本发明各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。

本实施例所公开的一种抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法，其从波形设计的角度出发，在时域内，采用具有良好伪随机性的混沌码对每个码片进行时域编码，对每个子载波进行随机编码，因此，脉冲与脉内载波之间存在一定程度的去相关，使处理后的雷达信号具有伪随机性。使得ISRJ(Interrupted-Sampling and Repeater Jamming，间歇采样转发干扰)无法获得整个脉冲的时频特性，从而有效降低干扰信号与雷达回波信号的相关性，达到抗ISRJ效果。

参考图2，本实施例中的雷达信号设计方法具体包括如下步骤：

步骤1，获取雷达信号中每一子载波的混沌码；

步骤2，在各子载波的混沌码上随机加入冗余编码，其中，各混沌码上的冗余编码组合后覆盖雷达信号的整个时域；

步骤3，基于加入冗余编码后的混沌码生成各子载波，得到抗干扰雷达信号；

步骤4，通过MIMO雷达对抗干扰雷达信号进行多通道发送与接收，并在每个通道对子载波进行匹配滤波。

本实施例中，在各子载波的混沌码上随机加入冗余编码，具体为：将各子载波的混沌码中的一部分按随机排列置零或置一。或者也可以采用其他加入冗余编码编码的方式。其各混沌码上的冗余编码组合后覆盖雷达信号的整个时域，使得ISRJ无法获得整个脉冲的时频特性，从而有效降低干扰信号与雷达回波信号的相关性，达到抗ISRJ效果。

以图3-4为例，该示例中的雷达信号具有8个子载波：

图3为以4通道的MIMO信道接收该雷达信号的示例，此时在第1、2个子载波上位于时域T1/4～T2/4的位置加入冗余编码，在第3、4个子载波上位于时域T2/4～T3/4的位置加入冗余编码，在第5、6个子载波上位于时域0～T1/4的位置加入冗余编码，在第7、8个子载波上位于时域T3/4～T的位置加入冗余编码，其中，冗余编码为图3中的阴影部分，即完成了混沌码上的冗余编码组合后覆盖雷达信号的整个时域；

图4为以8通道的MIMO信道接收该雷达信号的示例，此时在第1个子载波上位于时域T5/8～T6/8的位置加入冗余编码，在第2个子载波上位于时域T7/8～T的位置加入冗余编码，在第3个子载波上位于时域T2/8～T3/8的位置加入冗余编码，在第4个子载波上位于时域T6/8～T7/8的位置加入冗余编码，在第5个子载波上位于时域T3/8～T4/8的位置加入冗余编码，在第6个子载波上位于时域0～T1/8的位置加入冗余编码，在第7个子载波上位于时域T4/8～T5/8的位置加入冗余编码，在第8个子载波上位于时域T1/8～T2/8的位置加入冗余编码，其中，冗余编码为图4中的阴影部分，即完成了混沌码上的冗余编码组合后覆盖雷达信号的整个时域。

参考图5，本实施例中的抗干扰雷达信号由P个子载波组成，其中，每个子载波包含M位的相位编码码片，且每个相位编码码片的宽度相同。且在该抗干扰雷达信号中，相邻子载波之间的频率间隔为相位编码码片宽度的倒数。同时该抗干扰雷达信号的时域中可以使用不同的调制方式。具体地，本实施例中的抗干扰雷达信号雷达信号x(t)具体为：

x(t)＝[x₁(t)，x₂(t)，...，x_p(t)，...，x_P(t)]^T

其中：

f_p＝(p-1)(1/t_b)

Δf＝1/t_b

式中，|ω_p|为第p个子载波上的加权幅度，φ_p为加权相位，j为为虚数单位，j²＝-1，u_p(t)为第p个子载波信号的复包络，f_p为第p个子载波的频率，t_b为单个相位编码码片的持续时间，Δf为相邻子载波之间的频率间隔，ε_p，m为发送信号中第p个子载波上第m个相位编码码片的相位编码，Nrr为随机冗余参数，R_p为随机遍历数。其中，R_p∈[0，Nrr-1]，p＝1,2,……,P；且R₁≠R₂≠...≠R_P。

距离R处散射目标的回波信号为：

式中，A为回波振幅，Δt＝2R/c为时间延迟，R为雷达与目标之间的直线距离，c为传播速度，a_p，m为接收信号中第p个子载波上第m个码片上的相位编码，β_p为第p个子载波上的载波编码。

为了形成相干假目标干扰，ISRJ对干扰机接收到的雷达信号进行间歇性采样和存储，然后经过调频和调幅后发射出去。假设干扰机与雷达的相对距离为R_j，中断采样干扰信号可以描述为：

式中，Δτ(n)＝t-2R_j/c-nT_s-t₀，R_j为雷达到雷达干扰机的直线距离，t₀是干扰机的信号处理延迟，n为重复次数，N_s是转发次数的上限。

最终，可得到总雷达接收信号为：

x(τ)＝x_r(τ)+x_j(τ)+n(τ)

式中，b(τ)为高斯噪声。

本实施例中，还公开了一种对抗干扰雷达信号进行抗干扰性能评估，其具体包括如下步骤：

步骤5.1，获取抗干扰雷达信号的雷达接收信号，并对雷达接收信号进行STFT变换，得到：

式中，S_m(t，f)为总回波信号，x(τ)为抗干扰雷达信号的雷达接收信号，ω(τ-t)为频率滑动窗函数；

步骤5.2，基于总回波信号构建匹配滤波函数，为：

H(f)＝|S_m(t，f)|²

式中，H(f)为匹配滤波函数；

步骤5.3，基于总回波信号与匹配滤波函数得到中断采样干扰抑制后的脉冲压力输出，为：

P(f)＝H(f)×∫S_m(t)exp(-j2πf_pt)dt

式中，P(f)为中断采样干扰抑制后的脉冲压力输出，S_m(t)为回波信号的视频特性；

步骤5.4，基于总回波信号与中断采样干扰抑制后的脉冲压力输出得到SJR改善因子，为：

δ_SJR＝SJR_PC-SJR

式中，δ_SJR为SJR改善因子，SJR_PC为经过脉冲压缩后的SJR值，SJR为经过脉冲压缩后的SJR值，P_signal为P(f)的信号功率，P_jamming为干扰功率，A_signal为P(f)的脉压峰值，A_jamming为干扰脉压峰值。

下面结合具体的仿真对本实施例中的抗间歇采样转发干扰的雷达信号作出进一步的说明。采用传统的多载波相位编码信号(Multi carrierPhase Code，MCPC)与本实施例提出抗间歇采样转发干扰雷达信号(Random Redundancy-Multi carrierPhase Code，RR-MCPC)仿真基于4*4MIMO对抗ISDRJ，其仿真参数为：带宽64MHz，时宽为128μs，子载波数为8，码片数为1024，码片宽度0.125μs，SNR为5dB。

仿真结果如图6-7所示，其中，图6为MCPC的仿真结果，图7为RR-MCPC的仿真结果。从图6-7可知，两个仿真实验中均会生成超前于真目标的单个假目标。在MCPC的仿真结果中，存在振幅为0.12的假目标。然而，在RR-MCPC的仿真结果中，假目标的振幅减小到0.08，在RR-MCPC上的ISDRJ实验结果表明，采用本实施例中RR-MCPC信号的干扰和谐波干扰都得到了明显的抑制。

本实施例中还分析了不同信噪比和SJR条件下，RR-MCPC信号和MCPC信号波形的干扰抑制效果。对于不同的信噪比数值，蒙特卡罗试验的次数为100次。SJR改善因子是脉冲压缩后的输出如图8所示。从图8可以看出，在4*4MIMO时，本实施例提出的RR-MCPC信号在不同的信噪比下，SJR改善因子比传统的MCPC信号高3.8-4.3dB。与现有技术相比，本实施例提出的RR-MCPC效果要更好。RR-MCPC信号是预先设计好的，在信号处理中不需要计算，而且易于实现。该方法和现有的抗间歇采样干扰方法并不冲突，它们可以组合使用。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是在本发明的发明构思下，利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接/间接运用在其他相关的技术领域均包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (8)

1.一种抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1，获取雷达信号中每一子载波的混沌码；

步骤2，在各子载波的混沌码上随机加入冗余编码，其中，各混沌码上的冗余编码组合后覆盖雷达信号的整个时域；

步骤3，基于加入冗余编码后的混沌码生成各子载波，得到抗干扰雷达信号；

步骤4，通过MIMO雷达对抗干扰雷达信号进行多通道发送与接收，并在每个通道对子载波进行匹配滤波。

2.根据权利要求1所述抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法，其特征在于，步骤2中，所述在各子载波的混沌码上随机加入冗余编码，具体为：

将各子载波的混沌码中的一部分按随机排列置零或置一。

3.根据权利要求1或2所述抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法，其特征在于，步骤3中，所述抗干扰雷达信号由P个子载波组成，其中，每个子载波包含M位的相位编码码片，且每个相位编码码片的宽度相同。

4.根据权利要求3所述抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法，其特征在于，在所述抗干扰雷达信号中，相邻子载波之间的频率间隔为相位编码码片宽度的倒数。

5.根据权利要求3所述抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法，其特征在于，所述抗干扰雷达信号雷达信号x(t)具体为：

x(t)＝[x₁(t)，x₂(t)，...，x_p(t)，...，x_P(t)]^T

其中：

f_p＝(p-1)(1/t_b)

Δf＝1/t_b

式中，|ω_p|为第p个子载波上的加权幅度，φ_p为加权相位，j为虚数单位，j²＝-1，u_p(t)为第p个子载波信号的复包络，f_p为第p个子载波的频率，t_b为单个相位编码码片的持续时间，Δf为相邻子载波之间的频率间隔，ε_p，m为发送信号中第p个子载波上第m个相位编码码片的相位编码，Nrr为随机冗余参数，R_p为随机遍历数。

6.根据权利要求5所述抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法，其特征在于，R_p∈[0，Nrr-1]，其中，p＝1,2,……,P；且R₁≠R₂≠...≠R_P。

7.根据权利要求3所述抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法，其特征在于，还包括：

步骤5，对抗干扰雷达信号进行抗干扰性能评估。

8.根据权利要求7所述抗间歇采样转发干扰的雷达信号设计方法，其特征在于，步骤5中，所述对抗干扰雷达信号进行抗干扰性能评估，具体为：

步骤5.1，获取抗干扰雷达信号的雷达接收信号，并对雷达接收信号进行STFT变换，得到：

式中，S_m(t，f)为总回波信号，x(τ)为抗干扰雷达信号的雷达接收信号，ω(τ-t)为频率滑动窗函数；

步骤5.2，基于总回波信号构建匹配滤波函数，为：

H(f)＝|S_m(t，f)|²

式中，H(f)为匹配滤波函数；

步骤5.3，基于总回波信号与匹配滤波函数得到中断采样干扰抑制后的脉冲压力输出，为：

P(f)＝H(f)×∫S_m(t)exp(-j2πf_pt)dt

式中，P(f)为中断采样干扰抑制后的脉冲压力输出，S_m(t)为回波信号的视频特性；

步骤5.4，基于总回波信号与中断采样干扰抑制后的脉冲压力输出得到SJR改善因子，为：

δ_SJR＝SJR_PC-SJR

式中，δ_SJR为SJR改善因子，SJR_PC为经过脉冲压缩后的SJR值，SJR为经过脉冲压缩后的SJR值，P_signal为P(f)的信号功率，P_jamming为干扰功率，A_signal为P(f)的脉压峰值，A_jamming为干扰脉压峰值。