CN113114058B - 一种开关电感z源中点嵌位型三电平逆变器的控制方法 - Google Patents
一种开关电感z源中点嵌位型三电平逆变器的控制方法 Download PDFInfo
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 29
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 title claims abstract description 17
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 36
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims description 26
- 230000009471 action Effects 0.000 claims description 8
- 238000003780 insertion Methods 0.000 claims description 7
- 230000037431 insertion Effects 0.000 claims description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 6
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims description 6
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 9
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 6
- 230000008569 process Effects 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 239000000243 solution Substances 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 description 3
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 3
- 238000002347 injection Methods 0.000 description 3
- 239000007924 injection Substances 0.000 description 3
- 239000000446 fuel Substances 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- WZRJTRPJURQBRM-UHFFFAOYSA-N 4-amino-n-(5-methyl-1,2-oxazol-3-yl)benzenesulfonamide;5-[(3,4,5-trimethoxyphenyl)methyl]pyrimidine-2,4-diamine Chemical compound O1C(C)=CC(NS(=O)(=O)C=2C=CC(N)=CC=2)=N1.COC1=C(OC)C(OC)=CC(CC=2C(=NC(N)=NC=2)N)=C1 WZRJTRPJURQBRM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000010835 comparative analysis Methods 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
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Abstract
本发明公开了一种开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器的控制方法，开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器包括级联的Z源网络电路和NPC三电平逆变器；Z源网络电路和NPC三电平逆变器分别为前级电路和后级电路；NPC三电平逆变器具有3条并联的桥臂，每条桥臂具有4个串联的功率开关；Z源逆变器与传统直流逆变器不同之处在于增加了2个电感L1，L2和若干个二极管；通增加直通改善逆变器的性能；该开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器的控制方法能显著减小逆变器输出电压波形畸变，而且能提升输出电压。
Description
技术领域
本发明一种开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器的控制方法。
背景技术
三电平逆变器是近年来发展起来的一种可实现高压、大功率电能转换的逆变器拓扑。较两电平逆变器而言，具有在相同频率条件下其输出谐波含量较低、功率开关损耗减少、开关应力小等优点。在多种不同的多电平逆变器拓扑中，如级联逆变器，中点嵌位逆变器，电容嵌位逆变器等，中点嵌位型逆变器使用较为广泛。然而此逆变器由于本身拓扑的制约，无法输出比自身直流源高的电压，因此在燃料电池以及光伏系统等应用中需增加前级逆变电路使输出电压升高。为弥补传统NPC三电平逆变器这一局限性，有文献在逆变器前级增加具有升压功能的双Z源电路拓扑，该拓扑由两个分立的Z源网络组成，同时Z源逆变器与中点嵌位型逆变器三电平结合无需考虑上下桥臂直通造成短路而加入死区时间引起的波形畸变问题，它利用同一桥臂上下功率开关的直通状态来实现对电压的高低变换。实验结果证明该方法达到了升压的效果，但由于其拓扑采用两个分立Z源网络，增加了系统成本和复杂性。若应用在某些只能提供单电源的场合中，则需两等值电容串联分压将输入电源电压均分，分压电容连接处的电位作为中点电位的方法，以减少双Z源网络储能元件，降低硬件成本。有提出了单Z源逆变器拓扑，并且详细介绍了交替反相电压偏移(alternativephase opposition disposition，APOD)调制方法，在一定程度上减少了系统成本。文献文献“Loh PC，GaoF，BlaabjergF，et al.Operational analysis and modulation controlof three-level Z-source inverters with enhanced output waveform quality[J]IEEE Transactions on Power Electronics，2009，24(7)：1767-1775.”阐述了单Z源NPC逆变器的载波调制方法，对无零序矢量注入的载波调制与空间矢量调制(space vectorpulse width modulation，SVPWM)方法进行对比分析，得出空间矢量调制方法输出电压含有更小的谐波分量，并且能方便应用到数字信号处理器(digital signal processing，DSP)中。文献“Loh P C，Gao F，BlaabjergF，et a1.Operational analysis andmodulation control of three-level Z-source inverters with enhanced outputwaveform quality[J]IEEE Transactions on Power Electronics，2009，24(7)：1767-1775.”提出了一种单Z源的逆变拓扑结构，详细阐述了单Z源网络工作原理，由公式推导出其拓扑结构与双Z源网络三电平NPC逆变器具有相同的升压特性，提高了系统的经济性和实用性，所提出的SVPWM算法实现了直通状态的正确注入，极大程度地减小了直通产生的开关损耗。以上单Z源逆变器在一定程度上提高了升压因子，降低了系统成本，但其升压能力不能满足大功率应用系统。在理想情况下单z源NPC逆变器与DC/DC升压变换器同样可得无限大的电压增益，但因逆变器开关耐压能力有限，且直通占空比D和调制度M相互关联，若增加调制度，此时开关应力得到降低，同时降低了电压利用率，使系统稳定性降低，因此在实际应用中其输出电压增益不可能为无限大。尽管在燃料电池以及光伏发电应用中现有的单Z源NPC逆变器已能满足升压需求，但为了能够在更大功率应用系统中运行效果更优，使得逆变器需具有更高的升压能力。有文献提出Z源级联三电平NPC逆变器，并采用APOD的调制策略，不增加开关次数，降低功率开关管损耗，将电路的升压因子提高到1/(1-4D)，为相同电压电流波动条件下减小无源器件提供了可行性。
单Z源NPC逆变器拓扑结构
NPC型三电平逆变器使得输出电压、电流更趋于正弦，控制效果好。前级Z源网络的引入允许同一桥臂上下功率开关同时导通，使逆变器可靠性得到较大程度提高。Z源逆变器与传统直流逆变器不同之处在于增加了电感L1，L2。理论上能输出0到无穷大的电压值。图1为传统单Z源NPC型三电平逆变器拓扑结构。
通过对直通状态在整个开关周期里的占空比以及表1开关状态的调整，每相能输出三种电压即Vin/2，0，-Vin/2。未引入直通运行状态前，输出电压最大值为Vin/2，在运行过程中，在指定桥臂通过合理的插入直通分量，可以使输出的电压高于输入的直流电压。
在采用分压电容代替双Z源网络后，上下直通时间相等的情况下，可推导出直通状态不影响桥臂输出端的三种电压状态，且升压因子不变。表1为A相桥臂开关状态以及输出相电压。
表1A相桥臂开关状态与输出相电压
根据KVL与状态空间平均法可得出，在一个开关周期内：
逆变器输出相电压峰值为：
式中B为升压因子，D为一个开关周期内直通状态所占时间，M为调制度，(X＝a，b，c)。
本发明设计一种新的开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器的控制方法的拓扑结构，从而进一步提高升压因子以及减小电压波形畸变。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器的控制方法，该开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器的控制方法能显著减小逆变器输出电压波形畸变，而且能提升输出电压。
发明的技术解决方案如下：
一种开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器的控制方法，其特征在于，开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器包括级联的Z源网络电路和NPC三电平逆变器；Z源网络电路和NPC三电平逆变器分别为前级电路和后级电路；NPC三电平逆变器具有3条并联的桥臂，每条桥臂具有4个串联的功率开关；
Z源网络电路的结构为：
直流侧电源Vin的正极即R点接二极管Du的正极，二极管Du的负极即E点经电感L1接二极管D1的正极即G点，二极管D1的负极接NPC三电平逆变器的并联桥臂的正端P；二极管D2的正极接E点，二极管D2的负极即F点经电感L3接P点；二极管D3的正极和负极分别接G点和F点；
直流侧电源Vin的负极S点接二极管DL的负极即S点，二极管Du的正极即H点接二极管D4的负极，二极管D4的正极即K点经电感L2接NPC三电平逆变器的并联桥臂的负端N；二极管D5的正极接N点，二极管D5的负极经电感L4接H点；二极管D6的正极和负极分别接K点和J点；
E点与N点之间接有电容C1；P点与H点之间接有电容C2；
在三电平空间矢量中插入直通状态实现电压变换；
插入直通状态的原则为：
当在一相插入上直通时，另外两相必为O或N，当在一相引入下直通时，另外两相则为O或P；每相桥臂具有三个开关状态，P代表上面两功率开关导通，O代表中间两功率开关导通，N表示下面两功率开关导通。
Z源网络电路为对称电路；电感L1，L2，L3和L4的电感值相等；电容C1和C2的电容值相等。
开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器的工作状态包括直通状态和非直通状态；
(1)直通状态：
(a)上直通状态：
二极管DL关断，二极管DU导通，Z源网络电路顶部的二极管D1、D2导通，二极管D3关断，电感L1和L3并联(等效并联)，电容C1向电感L1、L3充电，Z源网络电路底部的二极管D4、D5导通，D6关断，电感L2和L4并联(等效并联)，电容C2向电感L2、L4充电，顶部与底部的电感同时吸收存储在电容中的能量；
(b)下直通状态：
二极管DL导通，二极管DU关断，Z源网络电路顶部的二极管D1、D2导通，二极管D3关断，电感L1和L3并联(等效并联)，电容C1向电感L1、L3充电，Z源网络电路底部的二极管D4、D5导通，D6关断，电感L2和L4并联(等效并联)，电容C2向电感L2、L4充电，顶部与底部的电感同时吸收存储在电容中的能量；
(2)非直通状态：
二极管DU，DL导通，顶部的二极管D1、D2关闭，二极管D3导通，底部的二极管D4、D5关闭，二极管D6导通，此时电感L1与L3串联(等效串联)，L2与L4串联(等效串联)，向电路释放其存储的能量以补偿电容在直通状态所消耗的能量，直流电源Vin通过电感L2和L4向电容C1充电，通过电感L1和L3向电容C2充电。
开关电感网络升压因子的值为(1+D)/(1-3D)，D为一个开关周期内直通状态所占时间，即占空比。
当调制度M＞0.575时，引入直通状态插入机制。
每到一个开关切换的时刻，需要插入相应的直通矢量，直通矢量的选择前提需要保证每一个插入直通相的开关管仅有一个开关的改变；得出了相邻三个开关动作的作用时间后，再插入直通状态；插入的直通状态仅仅从第一个开关状态到第二个开关状态之间进行插入，在第二个与第三个开关状态之间不插入；
上下直通允许的状态
上下直通的状态，参见上表；
每一相具有4个开关，P代表上面两开关导通，O代表中间两开关导通，N表示下面两开关导通；U表示上直通，每相桥臂第4个开关断开；L表示下直通，每相桥臂第1个开关断开。
有益效果
与传统两电平逆变器相比，三电平逆变器具有运行效率高、输出共模电压低、谐波含量小等优点，然而输出电压低于输入电压这一特性限制了其在工业领域的广泛应用。为获得更高的输出电压，本发明设计了一种开关电感Z源NPC逆变器，即开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器(neutral-point-clamped，NPC)，提出了一种通过在传统三电平空间矢量中合理插入直通状态实现电压变换的控制策略，最大程度地减小了直通过程中的开关损耗。实验结果表明：本发明设计了一种开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器拓扑结构及相应的空间矢量调制策略，在减小逆变器输出电压波形畸变的同时电压大小也得到有效提升。。
附图说明
图1为单Z源NPC三电平逆变器的拓扑结构示意图；
图2为开关电感Z源NPC三电平逆变器拓扑结构图；
图3为上直通状态等效电路图；
图4为下直通状态等效电路图；
图5为非直通状态等效电路图；
图6为升压因子与占空比曲线图；
图7为Z源NPC三电平逆变器调制方法示意图，图7(a)为A相开关状态图，图7(b)为C相开关状态图；
图8为第一象限部分扇区示意图；
图9为SVPWM扇区分布示意图；
图10为区域2a开关序列示意图；图10(a)为A相开关状态图，图10(b)为C相开关状态图；
图11为调制度为0.5时开关电感Z源NPC逆变器仿真图；其中图11(a)-(c)分别为输出A相相电压、输出AB相线电压和负载电流曲线；
图12为调制度为0.8、占空比为0.2时传统拓扑波形图；其中图12(a)-(c)分别为输出A相相电压、输出AB相线电压和负载电流曲线；
图13为调制度为0.8、占空比为0.2时开关电感Z源NPC逆变器波形；其中图13(a)-(c)分别为输出A相相电压、输出AB相线电压和负载电流曲线；
图14为传统NPC拓扑D＝0.2、M＝0.65时波形图；其中，其中图14(a)-(b)分别为传统NPC拓扑输出相电压与线电压；图14(a)为输出A相的相电压，图14(b)为输出AB相线电压，，图14(c)为A相相电流。
图15为新型NPC拓扑D＝0.2、M＝0.65时波形图；其中，图15(a)-(b)分别为新型NPC拓扑输出相电压与线电压。图15(a)为输出A相的相电压，图15(b)为输出A相线电压，图15(c)为A相电流，电流波形为正弦波，经过储能元件与电源作用，在开关隔离期间，储能元件对其供电，电流波形有轻微波动，但随着下一个开关周期到来，电源继续供电，因此电流的实验波形保持为小范围内波动的正弦波形。
图16为传统NPC拓扑D＝0.2、M＝0.8时波形图；其中，其中图16(a)-(b)分别为传统NPC拓扑输出相电压与线电压。图16(a)为输出A相的相电压，图16(b)为输出AB相线电压，图16(c)为A相电流。
图17为新型NPC拓扑D＝0.2、M＝0.8时波形图；其中，图17(a)-(b)分别为新型NPC拓扑输出相电压与线电压。图17(a)为输出A相的相电压，图17(b)为输出AB相线电压，图17(c)为A相电流。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下文将结合说明书附图和较佳的实施例对本文发明做更全面、细致地描述，但本发明的保护范围并不限于一下具体实施例。
实施例1：开关电感Z源NPC型三电平逆变器
开关电感Z源NPC逆变器拓扑结构
如图2所示电路拓扑为开关电感Z源NPC逆变器，此拓扑旨在提高升压比，在传统的Z源NPC电路结构中引入两个电感和四个二极管，组成上下两个开关电感网络，在电路开关动作时，存储和传输电容器能量，电感周期性地在并联充电和串联放电之间转换，使得该拓扑具有更高的升压因子，适用于大功率应用系统。
开关电感Z源NPC逆变器工作原理
开关电感Z源NPC逆变器工作原理同传统的Z源逆变器类似，分为直通与非直通运行状态。
直通状态：分为上直通以及下直通，其不同之处在于桥臂开关动作不一致，但工作原理一致。等效电路如图3、4所示，DU，DL分别断开，顶部开关电感网络D1、D2导通，D3关断，两电感并联，电容C1向电感L1、L3充电，底部开关电感网络D4、D5导通，D6关断，电容C2向L2、L4充电，顶部与底部的电感同时吸收存储在电容中的能量。
非直通状态：此时运行状态则为传统的正常运行状态，等效电路如图5所示，此时DU，DL导通，顶部开关电感网络D1、D2关闭，D3导通，底部网络D4、D5关闭，D6导通，此时L1与L3、L2与L4分别串联，向电路释放其存储的能量以补偿电容在直通状态所消耗的，Vin通过底部开关电感向C1充电，通过顶部开关电感向C2充电。这部分描述参见参考文献：Zhu M，YuK，Luo F L.Switched inductor Z-source inverter[J].IEEE Transactions on PowerElectronics，2010，25(8)：2150-2158.
假设电路中Z源网络对称，即拓扑结构中电感电容相等，电容足够大，在稳定状态时可得：
Vc1＝Vc1＝Vc (3)
在直通状态时，流过电感L1电流增加，此时VL1＝Vc，在一个开关周期中，根据伏秒平衡法则，非直通状态时电压VL1F为：
同理L3电压在直通和非直通状态分别为Vc1，-(Vc2-Vin+VL1F)，对此电感应用伏秒平衡法则可得：
DTVc1＝(1-D)T(Vc2-Vin+VL1F) (5)
因此可以得出：
在非直通情况下，C1，L1，L3与Vo组成一个回路，此时：
Vc＝Vo+VL1F+VL3F (8)
式中B为开关电感网络升压因子，其值为(1+D)/(1-3D)。D是占空比。
图6为传统Z源逆变器和开关电感Z源NPC逆变器拓扑的直通占空比与升压因子二维曲线，由曲线可得开关电感Z源NPC逆变器拓扑在相同的直通占空比时对应的升压因子更高。
开关电感Z源NPC逆变器改进调制策略
传统的NPC三电平逆变器通常利用空间上垂直分布频率相同，相位差为180°的三角波与正弦调制波进行比较，即交替反相电压偏移调制策略。本发明采用空间矢量的调制策略，通过合理插入上下直通达到升压目的。为描述开关电感Z源NPC逆变器拓扑的控制策略，首先定义每相桥臂的三个开关状态，P代表上面两开关导通，O代表中间两开关导通，N表示下面两开关导通。此外，引入Z源逆变器后，直通也成为了该拓扑的一个运行状态，定义上直通为U，即桥臂底部开关关断，下直通为L即桥臂顶部开关关断。在三电平SVPWM调制过程中需要遵循以下几条原则(参见文献：“申张亮，郑建勇，梅军.基于改进虚拟空间矢量调制方法的中点箝位型三电平逆变器电容电压平衡问题[J]电力自动化设备，2011，31(3)：79-84.”)：每次开关状态的变化仅一个桥臂，其变动绝对值为1，即不能直接从P变换到N，在一个开关周期中，开关状态对称，即上直通和下直通导通时间相同。为减少功率开关次数，一般采用七段式开关序列。
插入直通的升压原理：
非直通状态(N)下
VL＝2E-VC (10)
Vi＝2(VC-E) (12)
同理上直通状态U可以表示为：
VL1＝E (13)
VP＝0 (14)
VN＝E-VC1 (15)
下直通状态L表示为：
VL2＝E (16)
VP＝E+VC2 (17)
VN＝0 (18)
定义三者时间分别为TN，TU，TL，并且设定TU，TL时间相等。
稳态情况下，电感的平均电压在一个周期内保持为0，可以得出表达式
[(2E-Vc)*TN+E*TU+E*TL]＝0 (19)
TN+TU+TL＝T (20)
将式(20)代入(19)可得
Vc＝2E(1-TUL/2T)/(1-TUL/T) (21)
式中TUL为TU与TL之和。
将式(21)代入(12)，可以得出在非直通状态下的直流电压为
VN＝2E/(1-TUL/T) (22)
同理可得
VU＝VL＝E/(1-TUL/T) (23)
可以看出上下直通的插入可以升高两倍输出电压。
直通插入的序列
引入直通状态的关键问题在于何时以及哪一相引入，且无额外的换相状态。在不影响相电压的情况下，直通在理论上可引入到任意相为0的状态，但此时必须考虑线电压以及开关损耗。全直通需单相桥臂的四个开关在同一时刻接通，不利于降低开关损耗。如A相开关在P到0状态中插入全直通，需开关(T1，T2，T3，T4)从(ON，ON，OFF，OFF)通过(ON，ON，ON，ON)到(OFF，ON，ON，OFF)，无疑增加了开关动作。此外在调制过程中，采用两桥臂构成全直通状态(此状态一般应用在APOD调制策略中)，如在同一开关时刻，A相上直通，C相下直通，此时就构成了一个直通状态，然而在此条件下产生的输出线电压具有较高谐波扭曲，又因注入直通状态不能影响桥臂输出电压，因此单相桥臂全直通以及两桥臂构成的全直通状态一般不予采用。当开关为上直通时，图2中P点和中点电位相等，同理，下直通时，N点和中点电位也相等，因此当在一相插入上直通时，另外两相必为O或N，当在一相引入下直通时，另外两相则为O或P。
综上，系统所允许采用的直通方式如表2所示：
表2上下直通允许的状态
在传统的调制开关基础上，每到一个开关切换的时刻，需要插入相应的直通矢量，直通矢量的选择前提需要保证每一个插入直通相的开关管仅有一个开关的改变。需要注意的是，在传统调制作用时间的基础上，得出了相邻三个开关动作的作用时间后，再插入直通状态。直通状态作为0矢量的插入不会影响负载电压。作用时间可由调制度决定，设置为TU＝TL＝1-M。其中M为调制度，与传统调制方法含义一致。另外，插入的直通状态仅仅从第一个开关状态到第二个开关状态之间进行插入，在第二个与第三个开关状态之间不插入。
图7为Z源NPC三电平逆变器的调制方法。第一象限扇区三角形如图8所示，此时参考矢量位于区域3。以区域3为例进行分析。该扇区的作用序列为ONN，PNN，PON，POO，PON，PNN，ONN。根据作用开关状态，此时在第一个ONN状态与第二PNN状态中可以插入的直通矢量，由表2可以得出UNN上直通开关状态，在第二个状态PNN与第三个PON中，无法从表2找出一个插入的直通状态。在第三个开关状态PON与第四个开关状态POO中，由表2可以插入POL这一状态。同理可以得出对称的开关序列，在POO到PNN中可以插入POL，在PNN到ONN中可以插入UNN开关状态。
图7上半部分为传统的七段式调制方法。(传统调制开关序列可以参见文献：McGrath B P，Holmes D G，Lipo T.Optimized space vector switching sequences formultilevel inverters[J].IEEETransactions on power electronics，2003，18(6)：1293-1301.)相对于下半部分两种调制方式不同点在于半个开关周期内，在A相插入一个上直通状态UNN，在C相插入一个下直通状态POL，且插入直通状态只改变A相一个开关动作，并不会额外增加开关次数。首先从ONN状态到PNN，在A相插入一个上直通，通过开关(T1，T2，T3，T4)从(OFF，ON，ON，OFF)经(ON，ON，ON，OFF)到(ON，ON，OFF，OFF)，上直通状态A相电压与0状态一样。从PNN到PON过程中，如果插入直通，其中B相开关从(OFF，OFF，ON，ON)到(OFF，ON，ON，OFF)，会导致A，B相嵌位为0，即在该时刻注入直通状态会影响桥臂输出电压。从PON到POO，此时C相开关状态从N到O，下直通通过开关(T9，T10，T11，T12)由(OFF，OFF，ON，ON)经(OFF，ON，ON，ON)再到(OFF，ON，ON，OFF)不影响AB相的开关状态，C相电压保持为0。
图7(a)中四条曲线分别代表开关T1～T4开关导通与关断状态，处于ON状态表示开关导通，处于OFF状态表示开关断开。
图7(b)中四条曲线分别代表开关T9～T12开关导通与关断状态，处于ON状态表示开关导通，处于OFF状态表示开关断开。
下直通状态时，DU断开，顶部开关电感网络D1、D2导通，D3关断，两电感并联，电容C1向电感L1、L3充电，底部开关电感网络D4、D5导通，D6关断，电容C2向L2、L4充电，顶部与底部的电感同时吸收存储在电容中的能量。POL开关状态紧接前一时间段的PON，此时导通桥臂最下面开关，由前文式(7)可知，此时的电路升压能力比PON状态时强。可以达到升高输出电压的作用。
参见图8和9，将SVPWM矢量平面等分为六个正三角形扇区，即将360°的平面每60°一个扇区分为六个扇区；每一个扇区再分为6个子区域：
首先，以第一扇区为例(参见图8)，现将该扇区等分为4个正三角形子区域(保留原来的郑正三角形的三个角)，再画一条30°的射线(即左下角的平分线)将其中的2个子区域平分；这样就形成6个子区域，依据子区域距离圆心(坐标原点)距离以及逆时针方向，将6个子区域分别命名为1a，1b，2a，2b，3,4；其余的扇区只是第一扇区逆时针旋转60°的倍数得到，如第2扇区为第一扇区逆时针旋转60°得到，如第3扇区为第一扇区逆时针旋转120°(即2个60°)得到，以此类推。
图10插入直通状态的目的同样为升高输出电压。
如图10所示，当参考矢量在2a区域时作用序列，首先从ONN状态到OON，其中如在B相插入一个下直通，通过开关(T5,T6,T7,T8)从(OFF,OFF,ON,ON)经(OFF,ON,ON,ON)到(OFF,ON,ON,OFF)，将导致B，C相嵌位为0，因此无需在B相插入直通，当然在此转换过程中，可在A相插入一个上直通，但它增加了桥臂换相工作量，一般不予采用。从OON到PON过程中，在A相插入上直通，开关(T1,T2,T3,T4)从(OFF,ON,ON,OFF)经(ON,ON,ON,OFF)到(ON,ON,OFF,OFF),此刻仅A相嵌位为0，B,C相无影响。从PON到POO，此时C相开关状态从N到O，下直通通过开关(T9,T10,T11,T12)由(OFF,OFF,ON,ON)经(OFF,ON,ON,ON)到(OFF,ON,ON,OFF)不影响AB相的开关状态，C相电压保持为0。
区域1a，2a对应的调制度M＜0.575，此时输出的线电压为三电平，假设采用上述调制策略，此时不同点在于应用在调制度M>0.575时的PON矢量用OOO矢量代替，在OON到OOO过渡过程中，导致调制度降低，直流母线电压增加，但此时逆变器输出相电压峰值降低，导致开关电压应力增加，无法完成升压功能。在低调制度区域引入直通应用起来相对困难，因此一般在低调制度时不引入直通。调制度M表达式为：
式中Vref表示合成矢量。
表3为1扇区其他区域插入直通序列。在1a与1b的区域不需插入直通矢量，此时三电平变成三相线电压之间的切换，没有升压功能。插入直通的时间为TU＝TL＝(1-M)T。
每一相具有4个开关，P代表上面两开关导通，O代表中间两开关导通，N表示下面两开关导通；U表示上直通，每相桥臂第4个开关断开；L表示下直通，每相桥臂第1个开关断开。
表3扇区1其他位置插入直通序列
表4 SVPWM扇区2插入直通序列
表5 SVPWM扇区3插入直通序列
表6 SVPWM扇区4插入直通序列
表7 SVPWM扇区5插入直通序列
表8 SVPWM扇区6插入直通序列
仿真及实验结果
本发明利用仿真软件完成了Z源NPC三电平逆变器拓扑的有效性验证，首先按如下数据设置仿真模型参数，Z源网络电感值1mH,电容800uF,三相负载电阻为40Ω，电感值为6mH，占空比D＝0.2，载波频率为10KHz，直流电压为200V。分别得出了不同调制度下的传统Z源逆变型器与新拓扑的输出电压以及电流波形。仿真结果说明本发明调制策略有效的应用到Z源NPC三电平逆变器拓扑电路中，符合三电平调制的规律。
图11为调制度为0.5时开关电感Z源NPC逆变器拓扑波仿真图，在调制度低于0.575时，未插入直通，此时输出线电压和相电压波形相似，满足三电平在调制度小于0.575时电压规律。
图12、13为调制度为0.8、占空比为0.2时两种不同拓扑结构仿真波形。负载电流波形接近正弦波，波形显示无较明显脉动。从图12、13可以看出，开关电感Z源NPC逆变器拓扑能得到更高的输出电压，且其仿真所得结果符合计算结果。验证了调制策略能有效的应用到开关电感Z源NPC逆变器拓扑中，在调制度大于0.575时，实现了对输出电压增益升高的目的，仿真实验达到所预期结果。
为验证本发明提出的开关电感Z源NPC逆变器拓扑合理性与控制策略的有效性，基于TMS320F2812搭建了控制系统实验平台，分别给出了在两种不同调制度下，传统Z源NPC三电平拓扑与开关电感Z源NPC逆变器拓扑的相电压以及负载电流波形，实验结果如下：
图14、15分别为占空比为0.2、调制度为0.65时两种不同拓扑的输出波形，其结果与仿真实验吻合，开关电感Z源NPC逆变器拓扑结构达到了升压的目的，且调制策略也能有效的应用到该拓扑结构中。
图16、17分别为占空比为0.2与调制度为0.8时拓扑的输出波形，其升压能力较传统NPC三电平拓扑有较明显的提高。输出电流波形平滑，无较大波动。
结论
Z源网络与NPC三电平逆变器相结合的拓扑可以避免因考虑上、下桥臂直通造成短路而加入死区时间引起波形畸变的问题，实现了电压的变换，提高了系统的可靠性。针对传统Z源NPC三电平逆变器升压能力不足的问题，设计了一种开关电感Z源NPC三电平逆变器拓扑结构，并采用空间矢量调制策略，将直通矢量按相应规则插入开关序列中，升压因子由1/(1-2D)提高到1+D/(1-3D)，使输出电压能够满足高压、大功率应用需求。仿真和实验结果验证了该拓扑与调制策略的有效性，达到了理想的升压效果。
实施例只是为了便于理解本发明的技术方案，并不构成对本发明保护范围的限制，凡是未脱离本发明技术方案的内容或依据本发明的技术实质对以上方案所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明保护范围之内。
Claims (1)
1.一种开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器的控制方法，其特征在于，开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器包括级联的Z源网络电路和NPC三电平逆变器；Z源网络电路和NPC三电平逆变器分别为前级电路和后级电路；NPC三电平逆变器具有3条并联的桥臂，每条桥臂具有4个串联的功率开关；
Z源网络电路的结构为：
直流侧电源Vin的正极即R点接二极管Du的正极，二极管Du的负极即E点经电感L1接二极管D1的正极即G点，二极管D1的负极接NPC三电平逆变器的并联桥臂的正端P；二极管D2的正极接E点，二极管D2的负极即F点经电感L3接P点；二极管D3的正极和负极分别接G点和F点；
直流侧电源Vin的负极S点接二极管DL的负极即S点，二极管Du的正极即H点接二极管D4的负极，二极管D4的正极即K点经电感L2接NPC三电平逆变器的并联桥臂的负端N；二极管D5的正极接N点，二极管D5的负极经电感L4接H点；二极管D6的正极和负极分别接K点和J点；
E点与N点之间接有电容C1；P点与H点之间接有电容C2；
在三电平空间矢量中插入直通状态实现电压变换；
插入直通状态的原则为：
当在一相插入上直通时，另外两相必为O或N，当在一相引入下直通时，另外两相则为O或P；每相桥臂具有三个开关状态，P代表上面两功率开关导通，O代表中间两功率开关导通，N表示下面两功率开关导通；
Z源网络电路为对称电路；电感L1，L2，L3和L4的电感值相等；电容C1和C2的电容值相等；
开关电感Z源中点嵌位型三电平逆变器的工作状态包括直通状态和非直通状态；
(1)直通状态：
(a)上直通状态：
二极管DL关断,二极管DU导通，Z源网络电路顶部的二极管D1、D2导通，二极管D3关断，电感L1和L3并联，电容C1向电感L1、L3充电，Z源网络电路底部的二极管D4、D5导通，D6关断，电感L2和L4并联，电容C2向电感L2、L4充电，顶部与底部的电感同时吸收存储在电容中的能量；
(b)下直通状态：
二极管DL导通，二极管DU关断，Z源网络电路顶部的二极管D1、D2导通，二极管D3关断，电感L1和L3并联，电容C1向电感L1、L3充电，Z源网络电路底部的二极管D4、D5导通，D6关断，电感L2和L4并联，电容C2向电感L2、L4充电，顶部与底部的电感同时吸收存储在电容中的能量；
(2)非直通状态：
二极管DU，DL导通，顶部的二极管D1、D2关闭，二极管D3导通，底部的二极管D4、D5关闭，二极管D6导通，此时电感L1与L3串联，L2与L4串联，向电路释放其存储的能量以补偿电容在直通状态所消耗的能量，直流电源Vin通过电感L2和L4向电容C1充电，通过电感L1和L3向电容C2充电；
当调制度M＞0.575时，引入直通状态插入机制；
每到一个开关切换的时刻，需要插入相应的直通矢量，直通矢量的选择前提需要保证每一个插入直通相的开关管仅有一个开关的改变；得出了相邻三个开关动作的作用时间后，再插入直通状态；插入的直通状态仅仅从第一个开关状态到第二个开关状态之间进行插入，在第二个与第三个开关状态之间不插入；
上下直通允许的状态
上下直通的状态，参见上表；
每一相具有4个开关，P代表上面两开关导通，O代表中间两开关导通，N表示下面两开关导通；U表示上直通，每相桥臂第4个开关断开；L表示下直通，每相桥臂第1个开关断开。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202110374528.5A CN113114058B (zh) | 2021-04-07 | 2021-04-07 | 一种开关电感z源中点嵌位型三电平逆变器的控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202110374528.5A CN113114058B (zh) | 2021-04-07 | 2021-04-07 | 一种开关电感z源中点嵌位型三电平逆变器的控制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN113114058A CN113114058A (zh) | 2021-07-13 |
| CN113114058B true CN113114058B (zh) | 2022-05-24 |
Family
ID=76714236
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202110374528.5A Expired - Fee Related CN113114058B (zh) | 2021-04-07 | 2021-04-07 | 一种开关电感z源中点嵌位型三电平逆变器的控制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN113114058B (zh) |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2010119174A (ja) * | 2008-11-11 | 2010-05-27 | Toyota Central R&D Labs Inc | 電力変換回路 |
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| CN104796019A (zh) * | 2015-04-10 | 2015-07-22 | 山东大学 | 一种z源三电平pwm整流器及其控制方法 |
| CN106505898A (zh) * | 2016-11-07 | 2017-03-15 | 上海电力学院 | 基于svpwm的z源npc三电平逆变器恒功率并网控制系统 |
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| CN109995260A (zh) * | 2019-03-05 | 2019-07-09 | 上海电力学院 | 一种基于准z源三电平逆变器的电网控制方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102223095A (zh) * | 2011-06-21 | 2011-10-19 | 哈尔滨工业大学（威海） | 一种高增益z源逆变器 |
-
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| CN106505898A (zh) * | 2016-11-07 | 2017-03-15 | 上海电力学院 | 基于svpwm的z源npc三电平逆变器恒功率并网控制系统 |
| CN108092539A (zh) * | 2018-01-12 | 2018-05-29 | 哈尔滨理工大学 | 一种增强型高性能z源逆变器 |
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|---|---|
| CN113114058A (zh) | 2021-07-13 |
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|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee | ||
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