CN113067791B - 一种基于相位与正交信号联合的信息调制和解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于相位与正交信号联合的信息调制和解调方法，首先利用优化设计算法产生具有良好自/互相关性能的正交信号波形簇；然后在正交信号波形簇的基础上嵌入调制的相位，完成相位与正交信号联合的信息调制；最后通过解调方法，解调出相位与正交信号联合调制内的通信信息，完成通信的解调。本发明的方法能够快速产生具备良好自/互相关特性的正交信号，通过联合相位调制，在设计的正交信号个数一定的情况下，增加了通信速率，减小了误比特率等，具有普遍适用性。

Description

一种基于相位与正交信号联合的信息调制和解调方法

技术领域

本发明属于雷达探测通信一体化领域，具体涉及探测通信一体化信号设计技术。

背景技术

雷达通信一体化技术中，雷达通信一体化信号设计是国内外学者研究的重点。由于雷达探测和信息通信对发射波形的要求不同，难以从理论上同时兼顾两者达到最优，存在着不可调和的矛盾。根据主要功能与辅助功能划分，可分为基于通信信号和基于雷达信号两类探通一体波形设计方法。

基于通信信号的探通一体化波形中，正交频分互用信号(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing,OFDM)被广泛使用。然而OFDM的峰值平均功率比(Peak toAverage Power Ratio，PAPR)太高，以至于大功率放大器的非线性区域不可避免地会出现严重的失真，从而无法进行雷达的检测和跟踪。

基于雷达信号的探通一体化波形中，调制在雷达信号中的不同通信信息必须能够以某种方式进行区分，例如文献“M.Scharrenbroich and M.Zatman,Joint radar-communications resource management,in Proc.IEEE Radar Conf.(RadarConf),2016,pp.1–6.”中的时间自由度，文献“M.Roberton and E.R.Brown,Integrated radar andcommunications based on chirped spread-spectrum techniques,in Proc.IEEE MTT-SInt.Microw.Symp.Dig.,2003,vol.1,pp.611–614.”中的线性调频分集，文献“Y.Dong,G.A.Fabrizio,and M.G.Amin,Dual-functional radar waveforms withoutremodulation,in Proc.IEEE Radar Conf.(RadarConf),Boston,MA,USA,2019,pp.1–6.”中的载波频率等。然而上述方法可实现的通信数据速率被限制为仅对应于一个通信符号的一种时捷调制信号。文献“Y.Fu,G.Cui,B.Sheng,Integrated Radar and CommunicationSignal Design Based on Phase/Chirp Rate Modulated LFM Signal in Modern Radar,vol.40,no.6,pp.41-46+53,Jun.2018.”提出一种基于正交信号调制的探通一体化波形设计方法，该方法中，正交信号的个数为M＝2^L，每一个正交信号代表L位二进制通信信息，正交信号越多，每一个正交信号代表的通信信息位数L越多，通信速率越大。然而这种方法的通信速率受限于正交信号的个数。

发明内容

针对现有技术存在的上述问题，本发明提出了一种基于相位与正交信号联合的信息调制和解调方法。

本发明的具体技术方案为：一种基于相位与正交信号联合的信息调制和解调方法，包括以下步骤：

步骤S1：利用复合LFM信号，设计具有自/互相关特性的正交信号波形簇,具体分步骤如下：

步骤S11：复合LFM信号模型：

在基准LFM信号上附加一个随时间而变化的相位扰动项，多次附加不同相位扰动函数，产生一簇相位扰动的复合LFM信号波形簇，复合LFM信号表达式如下：

s_m(t)＝a_m(t)exp(j2π(f₀t+μt²/2)),0≤t≤T₀,m＝1,…,M (1)

其中，T₀为子信号持续时间，f₀为信号载频，μ为LFM信号调制斜率，M为通信子信号总个数，a_m(t)定义为这一簇波形中第m个波形的扰动项：a_m(t)＝exp[jφ_m(t)]，φ_m(t)是相应的相位扰动函数，定义为：

其中，N为子相位扰动函数个数，幅参数a_mn，相参数θ_mn均为雷达发射端已知随机数，频参数ω_mn可随机产生或在预先指定频宽中按等间隔取值；

步骤S12：信号约束条件：

条件1：归一化自相关峰值旁瓣电平APSL(Auto-correlation Peak Side lobeLevel,APSL)，满足APSL≤γ，γ为预先设定的归一化门限值，依雷达接收机检测性能而定，使得检测阶段能够选出真实目标的位置；

条件2：归一化APSL与归一化互相关峰值电平CPSL(Cross-correlation PeakSide lobe Sevel,CPSL)，满足CPSL-APSL≤γ′,γ′为预先设定的阈值；

步骤S13：优化设计算法：

根据信号约束条件，设计相位扰动函数φ_m(t)的参数N，a_mn，ω_mn，θ_mn，控制复合LFM信号波形簇的自/互相关特性；

步骤S2：在正交信号的基础上嵌入调制相位，完成相位与正交信号联合的信息调制：

基于相位与正交信号联合的信息调制将二进制通信信息位分成两个部分，一部分信息符号通过设计的正交波形控制，另一部分信息符号由不同的相位表示，假设每个子信号代表P位二进制符号，前L位为正交波形表示的信息，后P-L位是通过相位传输的，那么所需要设计的正交波形个数可以表示为M＝2^L，不同的相位个数为I＝2^P-L，联合调制后的信号可表示为：

其中，s_m(t)表示设计的M个正交信号中的一种，θ_i表示调制的相位；

步骤S3：利用解调方法，解调出调制在正交信号以及调制相位里的通信信息,具体分步骤如下：

步骤S31：利用匹配脉冲压缩，确定联合调制信号中采用的正交信号，解调出调制在正交信号里的前L位通信信息：

步骤S32：将联合调制信号进行相位解调处理，具体为：将联合调制信号x_n(t)通过带通滤波器，滤除信号带宽外的噪声信号；然后将其与正交信号解调出的正交信号所对应的匹配滤波冲激响应

进行脉冲压缩压缩处理；再提取脉压后峰值相位θ_n；对前一个联合调制信号x_n-1(t)进行相同操作，得到峰值相位θ_n-1；将θ_n与θ_n-1相减得到相位差Δθ_n＝θ_n-θ_n-1(规定θ₀＝π/4)；然后通过DQPSK方案映射规则，得到格雷码{b_n}；最后将格雷码{b_n}转换成自然码{a_n}，得到后P-L位的通信信息。

结合步骤S31得到的前L位通信信息以及步骤S32得到的后P-L位通信信息，得到传输的P位通信信息。

进一步的，所述调制的相位个数I＝4，则在正交信号上嵌入调制相位的实现过程可等价于利用4种离散的相位状态传输四元符号序列的差分四相移键控(DifferentialQuadrature Phase Shift Keying,DQPSK)调制；

首先将发射的后2位二进制消息序列{a_n}转换成格雷码{b_n}，然后将{b_n}转换成差分码{d_n}，再将{d_n}表示成比特对的形式，然后每对比特对的高位比特和低位比特分别排成d_1n和d_0n序列，再经过基带脉冲成形后，变成双极性形式，记d_0n和d_1n的双极性形式分别为：

低比特序列的双极性形式d_In与正交信号s_m(t)结合形成s_{I_PSK}(t)，高比特序列的双极性形式d_Qn与正交信号s_m(t)经过π/2相移后的信号结合形成s_{Q_PSK}(t)，它们载波相差π/2，彼此正交，结合后形成联合调制信号，具体表示为

本发明的有效效果：本发明的方法首先利用优化设计算法产生具有良好自/互相关性能的正交信号波形簇；然后在正交信号波形簇的基础上嵌入调制的相位，完成相位与正交信号联合的信息调制；最后通过解调方法，解调出相位与正交信号联合调制内的通信信息，完成通信的解调。本发明的方法能够快速产生具备良好自/互相关特性的正交信号，通过联合相位调制，在设计的正交信号个数一定的情况下，增加了通信速率，减小了误比特率等，具有普遍适用性。

附图说明

图1为本发明实施例正交信号波形簇设计流程图。

图2为本发明实施例基于相位与正交信号联合的信息调制图。

图3为本发明实施例四种相位与正交信号的联合信息调制图。

图4为本发明实施例正交信号解调处理图。

图5为本发明实施例相位解调处理图。

图6为本发明实施例雷达探测结果图。

图7为本发明实施例联合调制与正交调制误比特率随信噪比变化关系图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施例做进一步的说明。

本实施例提供的一种基于相位与正交信号联合的信息调制和解调方法，包括以下步骤：

步骤1：利用复合LFM信号，设计具有良好自/互相关特性的正交信号波形簇：

步骤1-1：复合LFM信号模型：

在基准LFM信号上附加一个随时间而变化的相位扰动项，多次附加不同相位扰动函数，产生一簇相位扰动的复合LFM信号波形簇，复合LFM信号表达式如下：

s_m(t)＝a_m(t)exp(j2π(f₀t+μt²/2)),0≤t≤T₀,m＝1,…,M (6)

其中，T₀为子信号持续时间，f₀为信号载频，μ为LFM信号调制斜率，M为通信子信号总个数，a_m(t)定义为这一簇波形中第m个波形的扰动项：a_m(t)＝exp[jφ_m(t)]，φ_m(t)是相应的相位扰动函数，可选择定义为：

其中，N为子相位扰动函数个数，幅参数a_mn，相参数θ_mn均为雷达发射端已知随机数，频参数ω_mn可随机产生或在预先指定频宽中按等间隔取值，这里的频宽取为LFM信号带宽的一部分。

步骤1-2：信号约束条件

条件1：归一化APSL满足APSL≤γ，γ为预先设定的归一化门限值，依雷达接收机检测性能而定，使得检测阶段能够选出真实目标的位置；

条件2：归一化APSL与归一化CPSL满足CPSL-APSL≤γ′。γ′为预先设定的阈值；对于常见体制雷达，γ′为0dB即可以满足检测要求，但γ′也会随着电子对抗环境的变化而变化，有时候要求甚至达到-15dB乃至更低。

步骤1-3：优化设计算法

根据信号约束条件，通过优化设计算法，设计相位扰动函数φ_m(t)的参数N，a_mn，ω_mn，θ_mn，控制复合LFM信号波形簇的自/互相关特性：

根据上述信号模型和信号约束条件，按照图1设计流程，首先选择基准LFM信号；然后固定子相位扰动函数个数N以及频参数ω_mn，随机产生幅参数a_mn与相参数θ_mn；最后通过相关仿真分析，判断是否满足约束条件，若满足，波形设计完成，否则调整参数N的取值与参数ω_mn的选取频带范围，继续上述操作，直到满足约束条件为止。

相位扰动函数φ_m(t)的参数N，a_mn，ω_mn，θ_mn的选择如下：

(1)子相位扰动函数个数N＝300；

(2)幅参数a_mn为[0,8π]内服从均匀分布的随机数；

(3)频参数ω_mn,1≤m≤M,1≤n≤N的取值方式为：在基准LFM信号的频带[0,B]内，先以正交信号个数M进行等分，再以子相位扰动函数个数N进行等分，将MN等分之后的每一等分赋值给ω₁₁,ω₁₂,…,ω_1N,ω₂₁,ω₂₂,…,ω_2N,…,ω_MN；

(4)相参数θ_mn可取为[0,2π]内服从均匀分布的随机数。

步骤2：在正交信号的基础上嵌入调制相位，完成相位与正交信号联合的信息调制：

基于相位与正交信号联合的信息调制将二进制通信信息位分成两个部分，一部分信息符号通过设计的正交波形控制，另一部分信息符号由不同的相位表示，具体如图2所示。假设每个子信号代表P位二进制符号，前L位为正交波形表示的信息，后P-L位是通过相位传输的，那么所需要设计的正交波形个数可以表示为M＝2^L，不同的相位个数为I＝2^P-L。联合调制后的信号可表示为：

其中，s_m(t)表示设计的M个正交信号中的一种，θ_i表示调制的相位。

以传输通信传输符号0…00…0为例，正交波形s₁(t)表示前L位的0…0通信信息，后P-L位的0…0符号由相位

传输，即对该正交波形附加一个相位θ₁进行调制，则发射的信号

可代表P位的通信信息0…00…0。

假设调制的相位个数I＝4，则在正交信号上嵌入调制相位的实现过程可等价于利用4种离散的相位状态传输四元符号序列的DQPSK调制，具体如图3所示。

首先将发射的后2位二进制消息序列{a_n}转换成格雷码{b_n}，自然码转换为格雷码原理如表1所示：

表1

自然码	格雷码
		00	00
01	01
		10	11
11	10

然后将{b_n}转换成差分码{d_n}，格雷码转化为差分码原理如下：

d_n＝(d_n-1+b_n)mod4 (9)

其中，(·)mod4表示模4，规定d₀＝11。

再将{d_n}表示成比特对的形式，然后每对比特对的高位比特和低位比特分别排成d_1n和d_0n序列，再经过基带脉冲成形后，变成双极性形式。记d_0n和d_1n的双极性形式分别为

低比特序列的双极性形式d_In与正交信号s_m(t)结合形成s_{I_PSK}(t)，高比特序列的双极性形式d_Qn与正交信号s_m(t)经过π/2相移后的信号结合形成s_{Q_PSK}(t)，它们载波相差π/2，彼此正交。

结合后形成联合调制信号，具体表示为：

步骤3：利用解调方法，解调出调制在正交信号以及相位里的通信信息：

步骤3-1：利用匹配脉冲压缩，确定联合调制信号中采用的正交信号，解调出调制在正交信号里的前L位通信信息，具体如图4所示。

匹配脉冲压缩就是将联合调制信号与正交信号波形簇中所有子信号进行脉冲压缩，假设联合调制信号为

正交信号波形簇中子信号为s_n(t),1≤n≤M,匹配脉冲压缩输出为：

将匹配脉冲压缩输出结果进行比较，认为联合调制信号中采用的正交信号为匹配脉压最大值所对应的子信号，即s_m(t)。最后通过正交信号与通信信息的映射关系，得到前L位通信信息。

步骤3-2：为了得到调制在相位里的后P-L位通信信息，需要将联合调制信号进行相位解调处理，具体如图5所示。

首先，将联合调制信号x_n(t)通过带通滤波器，滤除信号带宽外的噪声信号；然后将其与正交信号解调出的正交信号对应的匹配滤波冲激响应

作脉冲压缩压缩处理；再提取脉压后峰值相位θ_n；对前一个联合调制信号x_n-1(t)进行相同操作，得到峰值相位θ_n-1；将θ_n与θ_n-1相减得到相位差Δθ_n＝θ_n-θ_n-1(规定θ₀＝π/4)；然后通过DQPSK方案映射规则(如表2所示)，得到格雷码{b_n}；最后将格雷码{b_n}转换成自然码{a_n}，得到后P-L位的通信信息。

表2

结合步骤3-1得到的前L位通信信息以及步骤3-2得到的后P-L位通信信息，得到传输的P位通信信息。

仿真分析：

LFM信号带宽B＝30MHz，时宽T₀＝5μs,子相位扰动函数个数N＝300，幅参数a_mn为[0,8π]内的随机数，相参数θ_mn为[0,2π]内的随机数，频参数ω_mn在LFM带宽[0,B]内等间隔选取。系统发射脉冲串信号，脉冲重复时间PRT＝20μs，每个脉冲重复时间仅发射1个联合调制信号。

空间内存在运动目标，目标距离为1km，目标速度为500m/s，信噪比SNR＝0dB。

这里以传输一段字符串‘IloveChina’为例，前5位二进制符号由正交信号表示，后2位二进制符号由调制相位表示，根据ASCII码映射关系，字符与联合调制信号对应关系如表3所示：

表3

传输P＝7位二进制信息时，前L＝5位由正交信号调制，后P-L＝2位由调制相位调制。在上述参数下，联合调制的通信速率R₁为：

R₁＝P/PRT＝7/20×10⁶＝350kbit/s (13)

正交信号调制的通信速率R₂为：

R₂＝L/PRT＝5/20×10⁶＝250kbit/s (14)

由上述结果可知，联合调制相比于正交调制，通信速率得到了提高。若调制相位位数增加，联合调制通信速率将进一步提高。

从图6可以看出，在当前参数下，联合调制信号经过雷达探测处理，目标所在位置对应的距离为1km，速度为0.4999km/s，与实际目标位置相近。

在当前参数下，经过通信解调处理后，还原的字符串信息为‘IloveChina’，能够无失真的还原通信信息，具体如表4所示。

表4

正交解调结果	相位解调结果	联合解调结果	还原的字符
				10010	01	1001001	I
11011	00	1101100	l
				11011	11	1101111	o
11101	10	1110110	v
				11001	01	1100101	e
10000	11	1000011	C
				11010	00	1101000	h
11010	01	1101001	i
				11011	10	1101110	n
11000	01	1100001	a

由图7可知，通信误比特率(Bit Error Rate，BER)与信噪比有关，信噪比越大，误比特率越低，在信噪比为-10dB时,联合调制下，误比特率为0.0002429。并且在相同信噪比条件下，联合调制的误比特率要低于正交调制的误比特率。由以上结果均说明了本发明方法的有效性。

Claims (1)

1.一种基于相位与正交信号联合的信息调制和解调方法，包括以下步骤：

步骤S1：利用复合LFM信号，设计具有自/互相关特性的正交信号波形簇,具体分步骤如下：

步骤S11：复合LFM信号模型：

在基准LFM信号上附加一个随时间而变化的相位扰动项，多次附加不同相位扰动函数，产生一簇相位扰动的复合LFM信号波形簇，复合LFM信号表达式如下：

s_m(t)＝a_m(t)exp(j2π(f₀t+μt²/2)),0≤t≤T₀,m＝1,…,M (1)

其中，T₀为子信号持续时间，f₀为信号载频，μ为LFM信号调制斜率，M为通信子信号总个数，a_m(t)定义为这一簇波形中第m个波形的扰动项：a_m(t)＝exp[jφ_m(t)]，φ_m(t)是相应的相位扰动函数，定义为：

其中，N为子相位扰动函数个数，幅参数a_mn，相参数θ_mn均为雷达发射端已知随机数，频参数ω_mn可随机产生或在预先指定频宽中按等间隔取值；

步骤S12：信号约束条件：

条件1：归一化自相关峰值旁瓣电平APSL，满足APSL≤γ，γ为预先设定的归一化门限值，依雷达接收机检测性能而定，使得检测阶段能够选出真实目标的位置；

条件2：归一化APSL与归一化互相关峰值电平CPSL，满足CPSL-APSL≤γ′,γ′为预先设定的阈值；

步骤S13：优化设计算法：

根据信号约束条件，设计相位扰动函数φ_m(t)的参数N，a_mn，ω_mn，θ_mn，控制复合LFM信号波形簇的自/互相关特性；具体如下：

(1)子相位扰动函数个数N＝300；

(2)幅参数a_mn为[0,8π]内服从均匀分布的随机数；

(3)频参数ω_mn,1≤m≤M,1≤n≤N的取值方式为：在基准LFM信号的频带[0,B]内，先以正交信号个数M进行等分，再以子相位扰动函数个数N进行等分，将MN等分之后的每一等分赋值给ω₁₁,ω₁₂,…,ω_1N,ω₂₁,ω₂₂,…,ω_2N,…,ω_MN；

(4)相参数θ_mn可取为[0,2π]内服从均匀分布的随机数；

步骤S2：在正交信号的基础上嵌入调制相位，完成相位与正交信号联合的信息调制：

基于相位与正交信号联合的信息调制将二进制通信信息位分成两个部分，一部分信息符号通过设计的正交波形控制，另一部分信息符号由不同的相位表示，假设每个子信号代表P位二进制符号，前L位为正交波形表示的信息，后P-L位是通过相位传输的，那么所需要设计的正交波形个数可以表示为M＝2^L，不同的相位个数为I＝2^P-L，联合调制后的信号可表示为：

其中，s_m(t)表示设计的M个正交信号中的一种，θ_i表示调制的相位；

所述调制的相位个数I＝4，则在正交信号上嵌入调制相位的实现过程可等价于利用4种离散的相位状态传输四元符号序列的差分四相移键控调制；

首先将发射的后2位二进制消息序列{a_n}转换成格雷码{b_n}，然后将{b_n}转换成差分码{d_n}，再将{d_n}表示成比特对的形式，然后每对比特对的高位比特和低位比特分别排成d_1n和d_0n序列，再经过基带脉冲成形后，变成双极性形式，记d_0n和d_1n的双极性形式分别为：

低比特序列的双极性形式d_In与正交信号s_m(t)结合形成s_{I_PSK}(t)，高比特序列的双极性形式d_Qn与正交信号s_m(t)经过π/2相移后的信号结合形成s_{Q_PSK}(t)，它们载波相差π/2，彼此正交，结合后形成联合调制信号，具体表示为：

步骤S3：利用解调方法，解调出调制在正交信号以及调制相位里的通信信息,具体分步骤如下：

步骤S31：利用匹配脉冲压缩，确定联合调制信号中采用的正交信号，解调出调制在正交信号里的前L位通信信息：

步骤S32：将联合调制信号进行相位解调处理，具体为：将联合调制信号x_n(t)通过带通滤波器，滤除信号带宽外的噪声信号；然后将其与正交信号解调出的正交信号所对应的匹配滤波冲激响应

进行脉冲压缩压缩处理；再提取脉压后峰值相位θ_n；对前一个联合调制信号x_n-1(t)进行相同操作，得到峰值相位θ_n-1；将θ_n与θ_n-1相减得到相位差Δθ_n＝θ_n-θ_n-1，其中，θ₀＝π/4；然后通过DQPSK方案映射规则，得到格雷码{b_n}；最后将格雷码{b_n}转换成自然码{a_n}，得到后P-L位的通信信息；

结合步骤S31得到的前L位通信信息以及步骤S32得到的后P-L位通信信息，得到传输的P位通信信息。

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