CN113054858A - 三相pwm整流器负载突变时间调节的控制方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制方法和系统。本发明实施例通过在三相电压型PWM整流器的前馈解耦控制策略基础上，加入负载电流前馈控制方法，以减小负载突变所带来了输出直流电压的超调，同时，采用变换后的直流电压偏差代替参与前馈解耦的无功电流，与负载电流一起作为有功电流的补偿，消除了负载电流直接引入有功电流环所产生的电流滞后效应，在保证负载电流前馈控制方法对输出直流电压能起到“削峰填谷”作用的前提下，加快负载突变后控制系统的调节时间。该控制方法无需改变电路原有的拓扑结构，不增加控制系统的成本，且控制结构易于实现。

Description

三相PWM整流器负载突变时间调节的控制方法和系统

技术领域

本发明实施例涉及整流器控制技术领域，尤其涉及一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制方法和系统。

背景技术

在航空电源领域中，三相电压型PWM整流器的网侧电流谐波含量低、单位功率因数运行、直流侧电压纹波小，简单的结构和较小的损耗使其成为航空变频器优选的前级整流电路，它能在保证网侧电流正弦化的同时减小直流电压纹波，为后级逆变器提供更稳定的直流电源。对于三相电压型PWM整流器的控制系统设计，目前最为成熟且广泛应用的是基于SVPWM的前馈解耦控制策略。

考虑到负载工况的频繁切换会使直流电压产生过大波动，由于飞机电力系统较陆地电力系统容量小很多，电源内阻抗较大，直流电压的畸变率也会增大，严重影响直流侧的电能质量。当负载突变时，负载电流直接作用于直流侧支撑电容，电容的惯性环节特征使直流电压偏离给定值，进而使电压外环产生偏差。然后，控制系统进行调节，此时由于电压外环的带宽有限和电流内环的延迟效应，导致直流侧电流调节不及时，最终导致直流电压出现过大的偏差。引入负载电流前馈控制方法可在一定程度上减小负载突变引起的电压超调，但电压回稳的调节速率仍然没有得到改善。

发明内容

本发明提供一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制方法和系统，以加快负载突变后控制系统的调节时间。

第一方面，本发明实施例提供了一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制方法，包括：

获取三相电压型PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b、i_c；

以所述三相电流i_a、i_b、i_c作为反馈信号，执行基于SVPWM的前馈解耦控制策略；

获取三相电压型PWM整流器直流侧的负载电流i_L和直流电压u_dc；

在执行所述前馈解耦控制策略时，根据所述负载电流i_L和所述直流电压u_dc对所述前馈解耦控制策略中的有功电流进行补偿，实现负载电流前馈控制。

可选地，获取三相电压型PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b、i_c，包括：

采集交流侧三相电流i_a、i_b、i_c；

分别将所述交流侧三相电流i_a、i_b、i_c由abc静止坐标系转换为αβ静止坐标系，再由αβ静止坐标系转换为dq旋转坐标系，获得dq旋转坐标系下的有功电流i_d和无功电流i_q。

可选地，获取三相电压型PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b、i_c，还包括：

采集交流侧三相电压u_a、u_b、u_c；

将所述交流侧三相电压u_a、u_b、u_c，由abc静止坐标系转换为αβ静止坐标系，再由αβ静止坐标系转换为dq旋转坐标系，获得dq旋转坐标系下的有功电压u_d和无功电压u_q；

根据αβ静止坐标系中的电压提取相位参数；

根据所述相位参数，在所述交流侧三相电流i_a、i_b、i_c由αβ静止坐标系转换为dq旋转坐标系时进行相位同步。

可选地，在执行所述前馈解耦控制策略时，根据所述负载电流i_L和所述直流电压u_dc对所述前馈解耦控制策略中的有功电流进行补偿，实现负载电流前馈控制，包括：

对直流电压u_dc进行采样，并与给定直流电压值u_dc ^*做差得到直流电压偏差Δu_dc；

利用负载电流i_L以及给定比例系数k和直流电压偏差Δu_dc的乘积kΔu_dc，对所述前馈解耦控制策略中有功电流i_d进行补偿；其中，所述直流电压偏差Δu_dc与给定比例系数k的乘积kΔu_dc替换作为所述前馈解耦控制策略中的无功电流i_q。

可选地，利用负载电流i_L以及给定比例系数k和直流电压偏差Δu_dc的乘积kΔu_dc，对所述前馈解耦控制策略中有功电流i_d进行补偿，包括：

将所述直流电压偏差Δu_dc输入电压PI调节器，并由所述电压PI调节器输出有功电流指令信号i_d ^*；

将负载电流i_L与负载电流前馈补偿传递函数F(s)的乘积F(s)·i_L、所述有功电流指令信号i_d ^*以及所述有功电流i_d进行矢量合成，并输入有功电流PI调节器中；其中，

将所述有功电流PI调节器的输出量、有功电压u_d以及给定比例系数k和直流电压偏差Δu_dc的乘积kΔu_dc进行矢量合成，获得有功电压指令信号u_d ^*。

可选地，以所述三相电流i_a、i_b、i_c作为反馈信号，执行基于SVPWM的前馈解耦控制策略，包括：

将无功电流i_q和给定无功电流i_q ^*的偏差输入无功电流PI调节器中，并将所述无功电流PI调节器的输出量、无功电压u_q以及有功电流i_d在电感上产生的电动势ωL进行矢量合成，获得无功电压指令信号u_q ^*；

将所述有功电压指令信号u_d ^*和所述无功电压指令信号u_q ^*，由dq旋转坐标系转换为αβ静止坐标系，并输入SVPWM模块中生成PWM控制信号。

可选地，将所述有功电压指令信号u_d ^*和所述无功电压指令信号u_q ^*，由dq旋转坐标系转换为αβ静止坐标系，并输入SVPWM模块中生成PWM控制信号，还包括：

根据αβ静止坐标系中的电压提取相位参数；

根据所述相位参数，在将所述有功电压指令信号u_d ^*和所述无功电压指令信号u_q ^*由dq旋转坐标系转换为αβ静止坐标系时进行相位同步。

可选地，利用负载电流i_L以及给定比例系数k和直流电压偏差Δu_dc的乘积kΔu_dc，对所述前馈解耦控制策略中有功电流i_d进行补偿之前，还包括：

确定给定比例系数k。

可选地，所述确定给定比例系数k，包括：

对三相电压型PWM整流器在dq坐标系下的数学模型从负载突变到直流电压u_dc恢复至给定直流电压值u_dc ^*的时间段内进行积分，获得积分式：L·Δi_d＝∫(u_d-S_d·u_dc)dt+ωL·∫k₂Δu_dcdt；其中，L为三相电压型PWM整流器交流侧电感，Δi_d为有功电流变化量，S_d为dq旋转坐标系中d轴的逻辑开关函数；

调节所述给定比例系数k的值，根据积分式的值确定最优的给定比例系数k。

第二方面，本发明实施例还提供了一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制系统，包括：

交流侧电压电流获取模块，用于获取三相电压型PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b、i_c；

直流侧电压电流获取模块，用于获取三相电压型PWM整流器直流侧的负载电流i_L和直流电压u_dc；

前馈解耦控制模块，用于以所述三相电流i_a、i_b、i_c作为反馈信号，执行基于SVPWM的前馈解耦控制策略；

有功电流补偿模块，用于在执行所述前馈解耦控制策略时，根据所述负载电流i_L和所述直流电压u_dc对所述前馈解耦控制策略中的有功电流进行补偿，实现负载电流前馈控制。

本发明实施例通过在三相电压型PWM整流器的前馈解耦控制策略基础上，加入负载电流前馈控制方法，以减小负载突变所带来了输出直流电压的超调，同时，采用变换后的直流电压偏差代替参与前馈解耦的无功电流，与负载电流一起作为有功电流的补偿，消除了负载电流直接引入有功电流环所产生的电流滞后效应，在保证负载电流前馈控制方法对输出直流电压能起到“削峰填谷”作用的前提下，加快负载突变后控制系统的调节时间。该控制方法无需改变电路原有的拓扑结构，不增加控制系统的成本，且控制结构易于实现。

附图说明

图1是本发明实施例提供的一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制方法的流程图；

图2是图1所示三相PWM整流器负载突变时间调节的控制系统的原理框图；

图3是本发明实施例提供的另一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制方法的流程图；

图4是本发明实施例提供的一种三相电压型PWM整流器的拓扑结构示意图；

图5是abc静止坐标系、αβ静止坐标系和dq旋转坐标系的转换关系示意图；

图6是本发明实施例提供的基于SVPWM的电流解耦控制策略的原理框图；

图7是基于SVPWM的前馈解耦控制策略的有功电流内环的结构框图；

图8是基于SVPWM的前馈解耦控制策略的电压外环的结构框图；

图9是基于SVPWM的前馈解耦控制策略并引入负载电流反馈后电压外环的结构框图；

图10是本发明实施例提供的不同控制策略的控制时间曲线对比图；

图11是本发明实施例提供的不同控制策略下交流侧功率因数曲线对比图；

图12是本发明实施例提供的不同控制策略下交流侧有功功率曲线对比图；

图13是本发明实施例提供的一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制系统的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。

图1是本发明实施例提供的一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制方法的流程图，图2是图1所示三相PWM整流器负载突变时间调节的控制系统的原理框图，参考图1和图2，该控制方法包括：

S110、获取三相电压型PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b、i_c；

出于实现网侧电流正弦化以及输出直流电压稳定的目的，现有的PWM整流器需要采用电流内环和电压外环控制策略。本领域技术人员可知，采用前馈解耦策略，可以将相互耦合的直流分量实现分离，从而分别进行单独前馈控制，简化系统控制的复杂程度。可以理解，该步骤实质是以交流侧电流作为反馈信号进行电流反馈控制的前提。

S120、以三相电流i_a、i_b、i_c作为反馈信号，执行基于SVPWM的前馈解耦控制策略；

如前所述，前馈解耦控制策略能够解决直流分量的耦合问题，本领域技术人员同样可以理解，基于SVPWM的前馈解耦控制策略，可以利用SVPWM模块产生PWM信号，从而用于驱动整流器拓扑结构中的功率MOS管。

S130、获取三相电压型PWM整流器直流侧的负载电流i_L和直流电压u_dc；

在上述前馈解耦控制的基础上，本实施例中还将负载电流前馈控制方法引入到三相电压型PWM整流器控制系统中，用来减小负载突变所引起的电压超调。同时，将直流侧的直流电压作为负载电流前馈控制中所需的变量进行补偿。可以理解，此步骤为实现负载电流前馈控制的前提。

S140、在执行前馈解耦控制策略时，根据负载电流i_L和直流电压u_dc对前馈解耦控制策略中的有功电流进行补偿，实现负载电流前馈控制。

该步骤是利用PWM整流器直流侧的负载电流和直流电压进行反馈控制的过程。具体地，针对电压外环的带宽有限和电流内环的延迟效应所导致的直流侧电流调节不及时，最终导致直流电压出现过大的偏差的问题，本发明实施例中引入负载电流前馈控制，可在一定程度上减小负载突变引起的电压超调。而同时，该步骤不仅仅利用负载电流进行有功电流补偿，其是通过对直流电压进行适当的转换，利用转换后的直流电压以及负载电流代替参与前馈解耦的无功电流，一起作为有功电流的补偿，进行负载电流前馈控制。

本发明实施例中，通过在三相电压型PWM整流器的前馈解耦控制策略基础上，加入负载电流前馈控制方法，以减小负载突变所带来了输出直流电压的超调，同时，采用变换后的直流电压偏差代替参与前馈解耦的无功电流，与负载电流一起作为有功电流的补偿，消除了负载电流直接引入有功电流环所产生的电流滞后效应，在保证负载电流前馈控制方法对输出直流电压能起到“削峰填谷”作用的前提下，加快负载突变后控制系统的调节时间。该控制方法无需改变电路原有的拓扑结构，不增加控制系统的成本，且控制结构易于实现。

图3是本发明实施例提供的另一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制方法的流程图，下面根据如图2所示的系统原理框图以及图3，对本发明实施例中的具体控制方法进行详细介绍。首先，具体地，上述步骤S110、获取三相电压型PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b、i_c，可包括：

S111、采集交流侧三相电流i_a、i_b、i_c；

S112、分别将交流侧三相电流i_a、i_b、i_c由abc静止坐标系转换为αβ静止坐标系，再由αβ静止坐标系转换为dq旋转坐标系，获得dq旋转坐标系下的有功电流i_d和无功电流i_q。

进一步地，为了保证坐标系转换时的相位同步，可选上述步骤S110、获取三相电压型PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b、i_c，还包括：

S113、采集交流侧三相电压u_a、u_b、u_c；

S114、将交流侧三相电压u_a、u_b、u_c，由abc静止坐标系转换为αβ静止坐标系，再由αβ静止坐标系转换为dq旋转坐标系，获得dq旋转坐标系下的有功电压u_d和无功电压u_q；

S115、根据αβ静止坐标系中的电压提取相位参数；

S116、根据相位参数，在交流侧三相电流i_a、i_b、i_c由αβ静止坐标系转换为dq旋转坐标系时进行相位同步。

需要说明的是，上述对于三相电流和三相电压的采集和坐标转换过程，可以是同步进行的步骤，此处并非对其先后顺序的限定。

图4是本发明实施例提供的一种三相电压型PWM整流器的拓扑结构示意图，图5是abc静止坐标系、αβ静止坐标系和dq旋转坐标系的转换关系示意图，下面结合图4和图5，对该三相电流和三相电压的坐标系转换过程以数学模型的方式进行示例介绍：

在获取整流器交流侧三相电流和电压的基础上，建立三相电压型PWM整流器在abc坐标系下的数学模型：

其中，u_a、u_b、u_c为网侧三相交流相电压，R为网侧三相等效电阻，L为网侧三相交流电感，i_a、i_b、i_c为网侧三相交流相电流，u_ra、u_rb、u_rc为三相桥臂的输入电压，S_k(k＝a、b、c)为上桥臂的全控型开关器件及其反并联续流二极管，i_dc为直流侧电流，C为直流侧电容，起到稳压和滤波的作用，R_L为负载电阻，i_L为负载电流，u_dc为直流母线电压。

结合图5，式(1)经两次坐标变换得到三相电压型PWM整流器在dq坐标系下的数学模型：

其中，u_d、i_d和u_q、i_q为电压电流在d轴和q轴上的分量，S_d和S_q表示在dq坐标系下的逻辑开关函数。

其次，对于步骤S140、在执行前馈解耦控制策略时，根据负载电流i_L和直流电压u_dc对前馈解耦控制策略中的有功电流进行补偿，实现负载电流前馈控制，可设置包括：

S141、对直流电压u_dc进行采样，并与给定直流电压值u_dc ^*做差得到直流电压偏差Δu_dc；

S142、利用负载电流i_L以及给定比例系数k和直流电压偏差Δu_dc的乘积kΔu_dc，对前馈解耦控制策略中有功电流i_d进行补偿；其中，直流电压偏差Δu_dc与给定比例系数k的乘积kΔu_dc替换作为前馈解耦控制策略中的无功电流i_q。

对上述步骤S142的具体实现方式进行介绍，其具体可包括：

S1421、将直流电压偏差Δu_dc输入电压PI调节器，并由电压PI调节器输出有功电流指令信号i_d ^*；

S1422、将负载电流i_L与负载电流前馈补偿传递函数F(s)的乘积F(s)·i_L、有功电流指令信号i_d ^*以及有功电流i_d进行矢量合成，并输入有功电流PI调节器中；其中，

S1423、将有功电流PI调节器的输出量、有功电压u_d以及给定比例系数k和直流电压偏差Δu_dc的乘积kΔu_dc进行矢量合成，获得有功电压指令信号u_d ^*。

最后，对于步骤S120、以三相电流i_a、i_b、i_c作为反馈信号，执行基于SVPWM的前馈解耦控制策略，可设置包括：

S121、将无功电流i_q和给定无功电流i_q ^*的偏差输入无功电流PI调节器中，并将无功电流PI调节器的输出量、无功电压u_q以及有功电流i_d在电感上产生的电动势ωL进行矢量合成，获得无功电压指令信号u_q ^*；

S122、将有功电压指令信号u_d ^*和无功电压指令信号u_q ^*，由dq旋转坐标系转换为αβ静止坐标系，并输入SVPWM模块中生成PWM控制信号。

同样地，为了保证相位同步，上述步骤S121、将有功电压指令信号u_d ^*和无功电压指令信号u_q ^*，由dq旋转坐标系转换为αβ静止坐标系，并输入SVPWM模块中生成PWM控制信号，可设置包括：

S1211、根据αβ静止坐标系中的电压提取相位参数；

S1212、根据相位参数，在将有功电压指令信号u_d ^*和无功电压指令信号u_q ^*由dq旋转坐标系转换为αβ静止坐标系时进行相位同步。

下面首先对引入交流侧电流作为反馈信号的负载电流前馈控制过程，继续结合数学方式进行具体介绍。图6是本发明实施例提供的基于SVPWM的电流解耦控制策略的原理框图，参考图6，该前馈解耦过程引入了交流侧电流作为反馈信号。在此过程中，经坐标变换后在dq坐标系下得到电压、电流有功分量u_d、i_d和无功分量u_q、i_q，通过解耦后即可对电流的有功分量和无功分量单独控制。在此基础上，将直流电压u_dc与给定直流电压值u_dc ^*作差后送入电压PI调节器，其输出量作为i_d的有功电流指令信号i_d ^*，i_d和i_d ^*的偏差被送到有功电流PI调节器，其输出量与u_d和i_q在电感上产生的电动势ωL进行矢量合成得到u_d ^*；此时为使功率因数为1，i_q ^*给定为0，i_q和i_q ^*的偏差被送到无功电流PI调节器，其输出量与u_q和i_d经过ωL进行矢量合成得到u_q ^*，至此实现前馈解耦控制。其中，PI调节器实现了u_dc的无静差调节。

u_d ^*和u_q ^*经坐标变换得到αβ坐标系下的电压指令信号u_α ^*和u_β ^*，再送入SVPWM模块产生PWM信号驱动功率MOS管。

由于前馈解耦的对称性，以有功电流为例，设计电流内环控制结构。图7是基于SVPWM的前馈解耦控制策略的有功电流内环的结构框图，参考图7，T_s为采样周期，K_PWM为PWM等效增益，τ_i为电流内环的时间常数。按Ⅰ型系统确定电流内环PI控制器的比例系数和积分系数：

继续以有功电流为例，设计电压外环控制结构。图8是基于SVPWM的前馈解耦控制策略的电压外环的结构框图，参考图8，其中，T_ev＝τ_v+3T_s，τ_v为电压外环时间常数。按Ⅱ型系统确定电压外环PI调节器参数的表达式：

继续设计引入负载电流反馈后的电压外环结构。图9是基于SVPWM的前馈解耦控制策略并引入负载电流反馈后电压外环的结构框图，参考图9，在PI参数合适的前提下，令电流跟踪无静差，将电流内环闭环传递函数W_ci(s)近似取为1，得到彻底补偿负载电流扰动时前馈控制器的数学表达式：

前馈解耦控制策略中，若i_q不为0，则i_q跟随i_q*变化，以加快动态响应过程，但由于i_q不为0时，网侧电流谐波含量会增加，引起畸变，三相电压型PWM整流器不能单位功率因数运行。

继续参考图2，本发明实施例中，在i_q*给定为0的条件下，采用u_dc与u_dc*的偏差Δu_dc代替参与前馈解耦的无功电流，与负载电流一起作为有功电流的补偿，使得Δi_d在负载变化量一定的情况下缩短调节时间。

令无功电流i_q与直流电压偏差Δu_dc成正比：

i_q＝kΔu_dc (6)

对式(2)第一个方程从负载突变到输出直流电压回稳这段时间进行积分：

L·Δi_d＝∫(u_d-S_d·u_dc)dt+ωL·∫i_qdt (7)

将式(6)带入式7)得：

L·Δi_d＝∫(u_d-S_d·u_dc)dt+ωL·∫kΔu_dcdt (8)

将有功电流变化量考虑到最大，取Δi_d＝i_dmax，由于在调节过程中S_d为变量，在计算时不妨设S_d＝S_dmax，式(8)右侧第二项在数学意义上是直流母线电压围绕给定值变动所形成的面积。根据调节特性的普遍性，将动态调节过程中所形成的波形近似看成一条对称的抛物线，对其进行积分，从而得出控制增益。

为了验证本发明所提出的加快三相电压型PWM整流器负载突变调节时间的控制方法有效性，本发明实施例还在Matlab/Simulink环境中搭建仿真模型对该控制方法进行了有效验证。表1为三相电压型PWM整流器仿真参数，表2为不同控制方法下负载突变对参数的影响。仿真过程从0s启动，0.15s时负载突变，从半载突变为满载。图10是本发明实施例提供的不同控制策略的控制时间曲线对比图，图11是本发明实施例提供的不同控制策略下交流侧功率因数曲线对比图，图12是本发明实施例提供的不同控制策略下交流侧有功功率曲线对比图。

表1

表2

结合图10和表2，引入负载电流前馈控制方法明显地减小了负载突变引起的电压超调，从而电压恢复稳定的调节时间因偏差的减小也有所减小。采用本发明提出的加快负载突变调节时间的控制方法又进一步缩短了调节时间。

结合图11，功率因数在整流器动态和稳态工作状态相互切换的过程中始终保持大于0.999，其中，采用本发明提出的加快负载突变调节时间的控制方法使三相电压型PWM整流器的功率因数最接近于1。

结合图12，采用本发明提出的加快负载突变调节时间的控制方法后，其动态响应速度相比之下是最快的，三相电压型PWM整流器能够根据负载工况的变化更加迅速地改变能量供给状态。

为了保证对负载突变调节时间的有效缩短，实现最优的调节效率，需要在利用负载电流i_L进行前馈解耦有功电流补偿的过程中，合理设置负载电流i_L的比例系数k值，换言之，需要预先进行理论模拟或者实验计算获得最佳的k值。基于此，上述实施例中，在步骤S142、利用负载电流i_L以及给定比例系数k和直流电压偏差Δu_dc的乘积kΔu_dc，对前馈解耦控制策略中有功电流i_d进行补偿之前，还包括：确定给定比例系数k。

具体地，确定给定比例系数k，可包括：

对三相电压型PWM整流器在dq坐标系下的数学模型从负载突变到直流电压u_dc恢复至给定直流电压值u_dc ^*的时间段内进行积分，获得积分式：L·Δi_d＝∫(u_d-S_d·u_dc)dt+ωL·∫k₂Δu_dcdt；其中，L为三相电压型PWM整流器交流侧电感，Δi_d为有功电流变化量，S_d为dq旋转坐标系中d轴的逻辑开关函数；

该步骤实质是通过预先调节给定比例系数k的值，根据积分式的值确定最优的给定比例系数k。之后，以最优的比例系数k值来实现PWM整流器的控制。

下面对k值的确定过程结合数学计算过程进行详细介绍。在式(8)右侧第二项在数学意义上是直流母线电压围绕给定值变动所形成的面积的基础上，通过在计算求得的控制增益附近，观察各不同增益控制下的动态响应效果，经对比得到最佳的控制方式，可取得最合适的无功电流与直流电压偏差间的比例系数k。

基于同一发明构思，本发明实施例还提供了一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制系统。图13是本发明实施例提供的一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制系统的结构示意图，参考图2和图13，该控制系统包括：交流侧电压电流获取模块100，用于获取三相电压型PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b、i_c；直流侧电压电流获取模块200，用于获取三相电压型PWM整流器直流侧的负载电流i_L和直流电压u_dc；前馈解耦控制模块300，用于以三相电流i_a、i_b、i_c作为反馈信号，执行基于SVPWM的前馈解耦控制策略；有功电流补偿模块400，用于在执行前馈解耦控制策略时，根据负载电流i_L和直流电压u_dc对前馈解耦控制策略中的有功电流进行补偿，实现负载电流前馈控制。

本发明实施例中，通过在三相电压型PWM整流器的前馈解耦控制策略基础上，加入负载电流前馈控制方法，以减小负载突变所带来了输出直流电压的超调，同时，采用变换后的直流电压偏差代替参与前馈解耦的无功电流，与负载电流一起作为有功电流的补偿，消除了负载电流直接引入有功电流环所产生的电流滞后效应，在保证负载电流前馈控制方法对输出直流电压能起到“削峰填谷”作用的前提下，加快负载突变后控制系统的调节时间。该控制系统无需改变电路原有的拓扑结构，不增加控制系统的成本，且控制结构易于实现。

进一步地，交流侧电压电流获取模块100可包括：

三相电流采集单元，用于采集交流侧三相电流i_a、i_b、i_c；

电流坐标系转换单元，用于分别将交流侧三相电流i_a、i_b、i_c由abc静止坐标系转换为αβ静止坐标系，再由αβ静止坐标系转换为dq旋转坐标系，获得dq旋转坐标系下的有功电流i_d和无功电流i_q。

交流侧电压电流获取模块100还可包括：

三相电压采集单元，用于采集交流侧三相电压u_a、u_b、u_c；

电压坐标系转换单元，用于将交流侧三相电压u_a、u_b、u_c，由abc静止坐标系转换为αβ静止坐标系，再由αβ静止坐标系转换为dq旋转坐标系，获得dq旋转坐标系下的有功电压u_d和无功电压u_q；

第一相位提取单元，用于根据αβ静止坐标系中的电压提取相位参数；

第一相位同步单元，用于根据相位参数，在交流侧三相电流i_a、i_b、i_c由αβ静止坐标系转换为dq旋转坐标系时进行相位同步。

有功电流补偿模块400可包括：

直流电压偏差确定单元，用于对直流电压u_dc进行采样，并与给定直流电压值u_dc ^*做差得到直流电压偏差Δu_dc；

有功电流补偿单元，用于利用负载电流i_L以及给定比例系数k和直流电压偏差Δu_dc的乘积kΔu_dc，对前馈解耦控制策略中有功电流i_d进行补偿；其中，直流电压偏差Δu_dc与给定比例系数k的乘积kΔu_dc替换作为前馈解耦控制策略中的无功电流i_q。

前馈解耦控制模块300可包括：

无功电压指令信号确定单元，用于将无功电流i_q和给定无功电流i_q ^*的偏差输入无功电流PI调节器中，并将无功电流PI调节器的输出量、无功电压u_q以及有功电流i_d在电感上产生的电动势ωL进行矢量合成，获得无功电压指令信号u_q ^*；

PWM控制信号生成单元，用于将有功电压指令信号u_d ^*和无功电压指令信号u_q ^*，由dq旋转坐标系转换为αβ静止坐标系，并输入SVPWM模块中生成PWM控制信号。

前馈解耦控制模块300还可包括：

第二相位提取模块，用于根据αβ静止坐标系中的电压提取相位参数；

第二相位同步模块，用于根据相位参数，在将有功电压指令信号u_d ^*和无功电压指令信号u_q ^*由dq旋转坐标系转换为αβ静止坐标系时进行相位同步。

注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整、相互结合和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。

Claims (10)

1.一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制方法，其特征在于，包括：

获取三相电压型PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b、i_c；

以所述三相电流i_a、i_b、i_c作为反馈信号，执行基于SVPWM的前馈解耦控制策略；

获取三相电压型PWM整流器直流侧的负载电流i_L和直流电压u_dc；

在执行所述前馈解耦控制策略时，根据所述负载电流i_L和所述直流电压u_dc对所述前馈解耦控制策略中的有功电流进行补偿，实现负载电流前馈控制。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，获取三相电压型PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b、i_c，包括：

采集交流侧三相电流i_a、i_b、i_c；

分别将所述交流侧三相电流i_a、i_b、i_c由abc静止坐标系转换为αβ静止坐标系，再由αβ静止坐标系转换为dq旋转坐标系，获得dq旋转坐标系下的有功电流i_d和无功电流i_q。

3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，获取三相电压型PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b、i_c，还包括：

采集交流侧三相电压u_a、u_b、u_c；

将所述交流侧三相电压u_a、u_b、u_c，由abc静止坐标系转换为αβ静止坐标系，再由αβ静止坐标系转换为dq旋转坐标系，获得dq旋转坐标系下的有功电压u_d和无功电压u_q；

根据αβ静止坐标系中的电压提取相位参数；

根据所述相位参数，在所述交流侧三相电流i_a、i_b、i_c由αβ静止坐标系转换为dq旋转坐标系时进行相位同步。

4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，在执行所述前馈解耦控制策略时，根据所述负载电流i_L和所述直流电压u_dc对所述前馈解耦控制策略中的有功电流进行补偿，实现负载电流前馈控制，包括：

对直流电压u_dc进行采样，并与给定直流电压值u_dc ^*做差得到直流电压偏差Δu_dc；

利用负载电流i_L以及给定比例系数k和直流电压偏差Δu_dc的乘积kΔu_dc，对所述前馈解耦控制策略中有功电流i_d进行补偿；其中，所述直流电压偏差Δu_dc与给定比例系数k的乘积kΔu_dc替换作为所述前馈解耦控制策略中的无功电流i_q。

5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，利用负载电流i_L以及给定比例系数k和直流电压偏差Δu_dc的乘积kΔu_dc，对所述前馈解耦控制策略中有功电流i_d进行补偿，包括：

将所述直流电压偏差Δu_dc输入电压PI调节器，并由所述电压PI调节器输出有功电流指令信号i_d ^*；

将负载电流i_L与负载电流前馈补偿传递函数F(s)的乘积F(s)·i_L、所述有功电流指令信号i_d ^*以及所述有功电流i_d进行矢量合成，并输入有功电流PI调节器中；其中，

将所述有功电流PI调节器的输出量、有功电压u_d以及给定比例系数k和直流电压偏差Δu_dc的乘积kΔu_dc进行矢量合成，获得有功电压指令信号u_d ^*。

6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，以所述三相电流i_a、i_b、i_c作为反馈信号，执行基于SVPWM的前馈解耦控制策略，包括：

将无功电流i_q和给定无功电流i_q ^*的偏差输入无功电流PI调节器中，并将所述无功电流PI调节器的输出量、无功电压u_q以及有功电流i_d在电感上产生的电动势ωL进行矢量合成，获得无功电压指令信号u_q ^*；

将所述有功电压指令信号u_d ^*和所述无功电压指令信号u_q ^*，由dq旋转坐标系转换为αβ静止坐标系，并输入SVPWM模块中生成PWM控制信号。

7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，将所述有功电压指令信号u_d ^*和所述无功电压指令信号u_q ^*，由dq旋转坐标系转换为αβ静止坐标系，并输入SVPWM模块中生成PWM控制信号，还包括：

根据αβ静止坐标系中的电压提取相位参数；

根据所述相位参数，在将所述有功电压指令信号u_d ^*和所述无功电压指令信号u_q ^*由dq旋转坐标系转换为αβ静止坐标系时进行相位同步。

8.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，利用负载电流i_L以及给定比例系数k和直流电压偏差Δu_dc的乘积kΔu_dc，对所述前馈解耦控制策略中有功电流i_d进行补偿之前，还包括：

确定给定比例系数k。

9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述确定给定比例系数k，包括：

对三相电压型PWM整流器在dq坐标系下的数学模型从负载突变到直流电压u_dc恢复至给定直流电压值u_dc ^*的时间段内进行积分，获得积分式：L·Δi_d＝∫(u_d-S_d·u_dc)dt+ωL·∫k₂Δu_dcdt；其中，L为三相电压型PWM整流器交流侧电感，Δi_d为有功电流变化量，S_d为dq旋转坐标系中d轴的逻辑开关函数；

调节所述给定比例系数k的值，根据积分式的值确定最优的给定比例系数k。

10.一种三相PWM整流器负载突变时间调节的控制系统，其特征在于，包括：

交流侧电压电流获取模块，用于获取三相电压型PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b、i_c；

直流侧电压电流获取模块，用于获取三相电压型PWM整流器直流侧的负载电流i_L和直流电压u_dc；

前馈解耦控制模块，用于以所述三相电流i_a、i_b、i_c作为反馈信号，执行基于SVPWM的前馈解耦控制策略；

有功电流补偿模块，用于在执行所述前馈解耦控制策略时，根据所述负载电流i_L和所述直流电压u_dc对所述前馈解耦控制策略中的有功电流进行补偿，实现负载电流前馈控制。

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