CN113048871B - 一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法 - Google Patents

一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113048871B
CN113048871B CN202110266417.2A CN202110266417A CN113048871B CN 113048871 B CN113048871 B CN 113048871B CN 202110266417 A CN202110266417 A CN 202110266417A CN 113048871 B CN113048871 B CN 113048871B
Authority
CN
China
Prior art keywords
displacement detection
harmonic
harmonic component
real
nonlinear
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202110266417.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113048871A (zh
Inventor
肖定邦
吴学忠
孙江坤
张勇猛
余升
席翔
李青松
卢坤
石岩
路阔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
National University of Defense Technology
Original Assignee
National University of Defense Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by National University of Defense Technology filed Critical National University of Defense Technology
Priority to CN202110266417.2A priority Critical patent/CN113048871B/zh
Publication of CN113048871A publication Critical patent/CN113048871A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113048871B publication Critical patent/CN113048871B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01B—MEASURING LENGTH, THICKNESS OR SIMILAR LINEAR DIMENSIONS; MEASURING ANGLES; MEASURING AREAS; MEASURING IRREGULARITIES OF SURFACES OR CONTOURS
    • G01B7/00—Measuring arrangements characterised by the use of electric or magnetic techniques
    • G01B7/02—Measuring arrangements characterised by the use of electric or magnetic techniques for measuring length, width or thickness

Abstract

本申请涉及一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法，包括：获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到对应的谐波分量形式。获取位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量的幅值，根据幅值之间的函数关系得到对应的非线性校准系数。使用非线性校准系数去除一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对位移检测信号的实时校准结果。本申请利用电容式位移检测电路的输出中，一次和高次谐波的分量的幅值关系仅与电容式位移检测电路本身相关的特点，对位移检测结果中的非线性偏移量进行实时标定和去除，从而实现对电容式位移检测非线性的实时校准，具有适用范围广、校准效果好、实现方式简单等特点。

Description

一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法
技术领域
本申请涉及电容式位移检测技术领域，特别是涉及一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法。
背景技术
随着物联网技术的发展的，大量的传感器已经广泛应用于各个工业领域。其中前大多数传感器比如角速度，加速度以及压力传感器等，均采用平行板电容的方式实现相应的检测功能。然而电容式位移检测存在天然的非线性特性，即随着检测位移的增大，检测的输出与实际位移逐渐呈现非线性的趋势，对位移检测结果造成较大的误差。
对于采用平行板电容进行位移检测的传感器，已经存在一些方法对其的输出结果进行校准。传统的方法基本是基于电容式位移检测的测试曲线采用常数标定的方法进行校准，这种方法在使用之前需要先对电容式位移检测响应曲线进行测量，然后需要花费大量时间和精力去寻找最优的标定常数以实现电容式位移检测的校准。但是该标定的常数也仅仅适用于特定的条件，因此当振动参数或者环境发生改变的时候该方法的校准效果便会存在较大误差，使位移检测设备的适应性较低。
发明内容
基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种能够适应测量对象和测量环境变化的一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法。
一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法，方法包括：
获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到位移检测信号的谐波分量形式。
获取位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量的幅值，根据幅值之间的函数关系得到对应的非线性校准系数。
使用非线性校准系数去除一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对位移检测信号的实时校准结果。
其中一个实施例中，对位移检测信号的实时校准结果为：
Figure GDA0003491732720000021
其中，ω为位移频率参数，Vout|sinωt为一次谐波分量经过sinωt解调后的电压形式，Vout|sin(2n+1)ωt为高次谐波分量经过sin(2n+1)ωt解调后的电压形式，N为预设的自然数。
其中一个实施例中，N取值的确定方式包括：
分别获取位移检测信号中各高次谐波分量与一次谐波分量的幅值比。
根据幅值比大于预设数值的高次谐波分量的数量，得到N的取值。
其中一个实施例中，幅值比的预设数值为2‰。
其中一个实施例中，N取值的确定方式包括：
分别获取位移检测信号中各高次谐波分量的幅值。
根据幅值大于预设测量精确度值的高次谐波分量的数量，得到N的取值。
其中一个实施例中，电容式位移检测电路基于差分电容实现。电容式位移检测电路输出的位移检测信号的有效信号为：
Figure GDA0003491732720000022
其中，x0为电容式位移检测电路的电容极板的位移函数的幅值，ω为位移频率参数，
Figure GDA0003491732720000023
为初始相位参数，C0＝εA/d0，ε为极板间介质的介电常数，A为电容极板的面积，d0为电容间隙，V0为电容极板上施加的载波电压幅值，CFB为反馈电容。
其中一个实施例中，对位移检测信号的实时校准结果为：
Figure GDA0003491732720000024
Figure GDA0003491732720000025
其中，cx为实时校准结果的同相分量，sx为实时校准结果的正交分量，
Figure GDA0003491732720000026
分别为一次谐波分量的同相分量和正交分量，
Figure GDA0003491732720000031
Figure GDA0003491732720000032
分别为对应的高次谐波的同相分量和正交分量。
其中一个实施例中，N＝1。电容式位移检测电路输出的位移检测信号的有效信号为：
Figure GDA0003491732720000033
其中，电容式位移检测电路的增益
Figure GDA0003491732720000034
其中一个实施例中，非线性校准系数为：
Figure GDA0003491732720000035
其中，
Figure GDA0003491732720000036
分别为三次谐波的同相分量和正交分量。
一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法装置，包括：
谐波分解模块，用于获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到位移检测信号的谐波分量形式。
非线性校准系数计算模块，用于获取位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量的幅值，根据幅值之间的函数关系得到对应的非线性校准系数。
实时校准模块，用于使用非线性校准系数去除一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对位移检测信号的实时校准结果。
其中一个实施例中，实时校准模块得到的实时校准结果为：
Figure GDA0003491732720000037
其中，ω为位移频率参数，Vout|sinωt为一次谐波分量经过sinωt解调后的电压形式，Vout|sin(2n+1)ωt为高次谐波分量经过sin(2n+1)ωt解调后的电压形式，N为预设的自然数。
其中一个实施例中，所述装置还包括高次谐波阶数设置模块，用于分别获取位移检测信号中各高次谐波分量与一次谐波分量的幅值比，根据幅值比大于预设数值的高次谐波分量的数量，得到N的取值。
或用于分别获取位移检测信号中各高次谐波分量的幅值，根据幅值大于预设测量精确度值的高次谐波分量的数量，得到N的取值。
一种电容式位移检测非线性实时校准电路，包括一次谐波获取电路、高次谐波获取电路、线性化处理电路和线性化输出电路。
一次谐波获取电路和高次谐波的输入端分别连接电容式位移检测电路的输出端，用于获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到位移检测信号的谐波分量形式。
线性化处理电路的输入端连接一次谐波获取电路和高次谐波的输出端，用于获取位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量的幅值，根据幅值之间的函数关系得到对应的非线性校准系数。
线性化输出电路的输入端连接线性化处理电路和一次谐波获取电路的输出端，用于使用非线性校准系数去除一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对位移检测信号的实时校准结果。
其中一个实施例中，线性化输出电路输出的实时校准结果为：
Figure GDA0003491732720000041
其中，ω为位移频率参数，Vout|sinωt为一次谐波分量经过sinωt解调后的电压形式，Vout|sin(2n+1)ωt为高次谐波分量经过sin(2n+1)ωt解调后的电压形式，N为预设的自然数。
一种电容式位移检测设备，使用上述任意一个实施例中所述的电容式位移检测非线性实时校准电路对位移检测信号进行校准。
一种计算机设备，包括存储器和处理器，存储器存储有计算机程序，处理器执行计算机程序时实现以下步骤：
获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到位移检测信号的谐波分量形式。
获取位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量的幅值，根据幅值之间的函数关系得到对应的非线性校准系数。
使用非线性校准系数去除一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对位移检测信号的实时校准结果。
一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现以下步骤：
获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到位移检测信号的谐波分量形式。
获取位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量的幅值，根据幅值之间的函数关系得到对应的非线性校准系数。
使用非线性校准系数去除一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对位移检测信号的实时校准结果。
与现有技术相比，上述一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法、装置、计算机设备和存储介质，一种电容式位移检测非线性实时校准电路，以及一种电容式位移检测设备，获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数获得位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量，根据一次谐波分量和高次谐波分量的谐波分量幅值关系得到对应的非线性校准系数，使用该非线性校准系数去除一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对位移检测信号的实时校准结果。本申请利用电容式位移检测电路的输出信号中，一次和高次谐波的分量的幅值关系仅与电容式位移检测电路本身相关，与测量对象和测量环境无关的特点，对位移检测结果中的非线性偏移量进行实时标定和去除，从而实现对电容式位移检测非线性的实时校准，具有适用范围广、校准效果好、实现方式简单等特点。
附图说明
图1为一个实施例中一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法的流程示意图；
图2为一个实施例中基于差分电容实现的电容式位移检测电路图；
图3为一个实施例中电容式位移检测电路的响应曲线图；
图4为一个实施例中电容式位移检测电路的非线性实时校准电路图；
图5为另一个实施例中电容式位移检测电路的非线性实时校准电路图；
图6为另一个实施例中电容式位移检测非线性实时校准电路图的输出信号曲线图；
图7为一个实施例中计算机设备的内部结构图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
电容式位移检测电路的输出信号可以按照位移值的频率参数分解为一次谐波项和各阶高次谐波项的和。其中，一次谐波项中包括线性项，与位移值之间具有线性关系；还包括非线性项，与位移值之间为非线性关系，随着位移值的增大其增长速度变快。理想的电容式位移检测电路的输出是一次谐波中的线性项，通过去除一次谐波中的非线性项可以实现这一目的。
本申请的设计思想是基于以下研究发现，即：在电容式位移检测电路的输出信号中，任意时刻的一次谐波分量的非线性项的幅值和高次谐波分量的幅值之间的关系固定不变，这一关系不受环境温度、位移值大小的影响(即当电容式位移检测电路的工作环境温度变化，和/或电容极板之间的位移值发生变化时，一次谐波分量和高次谐波分量的幅值均对应发生变化，使得二者之间的函数关系保持不变)。基于这一发现，本申请对于特定的电容式位移检测电路，根据其电路参数计算其输出信号中高次谐波分量和一次谐波分量中的非线性项的幅值之间的函数关系，根据这一函数关系得到对应的非线性校准系数，用于实时去除一次谐波分量中的非线性偏移项。
基于上述去实时去除一次谐波分量中非线性偏移项的原理，以及基于该电容间隙和环境温度变化的关系，可以基于测定的工作环境温度校正因环境温度变化在一次谐波分量中造成的非线性偏移项，达到实时校准的目的。
在一个实施例中，如图1所示，提供了一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法，包括以下步骤：
步骤102，获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到位移检测信号的谐波分量形式。
基于平行板电容的电容式位移检测电路利用电容间隙和其电容值的变化关系实现位移检测，其输出的位移检测信号一般为电压信号，该电压信号反映了位移信息。本申请使用位移函数表示检测对象的位移随时间的变化，位移函数中包含了位移的频率信息，即位移频率参数。
本实施例提供的方法适用于基于单个电容、差分电容、串联电容等实现的电容式位移检测电路。以图2所示的基于差分电容实现的电容式位移检测电路为例进行说明，其差分输出为V1＝-ΔCV0/CFB，其中V0是电容极板上施加的载波电压幅值，CFB为反馈电容，ΔC为检测电容随振动幅值的变化量，可表示为：
Figure GDA0003491732720000071
其中，C0＝εA/d0。由式(1)可知检测电容的变化量除了线性部分之外还包含了高阶部分，这便是电容式位移监测电路的非线性特性的来源，即高次谐波分量与一次谐波有限信号之间耦合。
对于电路输出的位移检测信号，以电压信号Vout为例，其奇数次谐波可以表示为：
Figure GDA0003491732720000072
其中，一次谐波可以表示为：
Figure GDA0003491732720000073
步骤104，获取位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量的幅值，根据幅值之间的函数关系得到对应的非线性校准系数。
由式(2)和图3可知，当振幅较小的时候，电容式位移检测电路处于线性响应区域。随着振动幅值(即电容极板之间的位移值)的增加，一次谐波中的三次谐波耦合项(即非线性项)的影响逐渐显现，电路逐渐偏离线性响应，因此需要对其进行消除。
可以看到，一次谐波中的非线性项包括各个高阶的奇数次谐波的耦合项。如图3所示，当驱动幅值(对应于位移幅度大小)在0-70mV区间时，各个高次谐波耦合项的影响均较小，Vout可视为线性输出，不需要对其进行校正。当驱动幅值在70-140mV区间时，三次谐波耦合项开始引入非线性影响；由于三次谐波分量的幅值是一次谐波中的三次谐波耦合项的幅值的三分之一，因此可以通过这一幅值关系对电容式位移检测电路的非线性误差实时校准，即Vcali＝Vout|sinωt-3Vout|sin3ωt。随着振动幅值进一步增大，在140-220mV区间时，一次谐波中的三次谐波耦合项和五次谐波耦合项均造成的非线性影响对于测量精度来说不可忽略，即Vcali＝Vout|sinωt-3Vout|sin3ωt+5Vout|sin5ωt。
步骤106，使用非线性校准系数去除一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对位移检测信号的实时校准结果。
基于步骤104中所述的对不同阶数的高次谐波耦合项的去除方式，可以根据振动幅值和校准精度的要求，选择对不同阶数的高次谐波耦合项进行去除，即对应选择式(3)中N的取值。通用的实时校准结果，以电压形式为例，可以表示为：
Figure GDA0003491732720000081
其中，ω为位移频率参数，Vout|sinωt为一次谐波分量经过sinωt解调后的电压形式，Vout|sin(2n+1)ωt为高次谐波分量经过sin(2n+1)ωt解调后的电压形式，N为预设的自然数。
图4给出了一种非线性实时校准电路的实现方式，其思路是将各次谐波分解为正交分量和同相分量，再根据一次谐波的非线性项的正交分量的幅值与高次谐波的正交分量的幅值的关系，校正一次谐波的非线性项的正交分量；对于一次谐波的非线性项的同相分量，其处理方式类似。基于图4中的非线性实时校准电路，输出的实时校准结果为：
Figure GDA0003491732720000082
Figure GDA0003491732720000083
其中，cx为实时校准结果的同相分量，sx为实时校准结果的正交分量，
Figure GDA0003491732720000091
分别为一次谐波分量的同相分量和正交分量。其中，非线性校准系数为：
Figure GDA0003491732720000092
Figure GDA0003491732720000093
分别为对应的高次谐波的同相分量和正交分量。
需要说明的是，由于一次谐波与高次谐波是由电容式位移检测电路实时同步产生、对应变化的，不受外界环境的影响，因此式(3)不仅适用于本实施例中用于举例说明的基于差分电容的电容式位移检测电路，对于任意给定的电容式位移检测电路也适用，在任一时刻均可利用其产生的高次谐波分量实时、动态地抑制位移检测中的非线性误差，得到准确的位移测量结果。
进一步的，式(3)中N的取值可以根据预设的测量精度值确定；或者根据经验以及理论分析可知，当高阶谐波分量的幅值相对于一阶谐波幅值达到一定比例时，就需要便需将其考虑进来。
具体地，N的取值的确定方式包括：
1)分别计算位移检测信号中各高次谐波分量与一次谐波分量的幅值比，将幅值比大于预设数值的高次谐波分量考虑校正过程，得到N的取值。特别地，将幅值比大于2‰的高次谐波分类考虑到校正过程中，可以满足大多数电容式位移检测电路的位移检测精度要求。
或者，2)分别获取位移检测信号中各高次谐波分量的幅值，将幅值大于测量精确度要求的高次谐波分量考虑到校正过程中，得到N的取值。
本实施例利用电容式位移检测电路的输出信号中，一次和高次谐波的分量的幅值关系仅与电容式位移检测电路本身相关，与测量对象和测量环境无关的特点，对位移检测结果中的非线性偏移量进行实时标定和去除，从而实现对电容式位移检测非线性的实时校准，具有适用于各种环境和电路、校准效果好、实现方式简单等特点。
其中一个实施例中，电容式位移检测电路采用差分电容，基于如图5所示的电路，实现了一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法，包括以下步骤：
步骤502，将电容式位移检测电路中的电容极板的位移表示为：
Figure GDA0003491732720000101
其中，x0为位移幅值，ω为位移频率参数，
Figure GDA0003491732720000102
为初始相位参数。
步骤504，基于位移频率参数得到位移检测信号的谐波分量形式，得到其中的一次谐波分量和三次谐波分量，即有效信号：
Figure GDA0003491732720000103
其中，
Figure GDA0003491732720000104
可以视为电容式位移检测的增益，A为电容极板面积，d0为电容间隙，ε为极板间介质的介电常数，A为电容极板的面积，V0为电容极板上施加的载波电压幅值，CFB为反馈电容。
具体地，进行非线性校准中考虑的高阶谐波的阶数N基于位移值的范围和校准的精度要求确定。本实施例中取N＝1，即仅使用三次谐波分量对一次谐波分量进行非线性校正。
步骤506，根据位移检测信号的一次谐波分量和三次谐波分量的幅值关系得到对应的非线性校准系数为：
Figure GDA0003491732720000105
其中，
Figure GDA0003491732720000106
分别为一次谐波分量的同相分量和正交分量的幅值，
Figure GDA0003491732720000107
分别为三次谐波的同相分量和正交分量的幅值。
具体地，式(7)可以表示为：
Figure GDA0003491732720000108
其中，
Figure GDA0003491732720000109
从式(9)中可以看出检测信号包含一次谐波分量
Figure GDA00034917327200001010
和三次谐波分量
Figure GDA00034917327200001011
其中，一次谐波分量中幅值为ksx0的项为期望的线性化响应，而其中幅值为3Π的项为需要去除的非线性偏移量，而这一幅值刚好为三次谐波的幅值Π的3倍。因此可以利用三次谐波与一次谐波的幅值关系，计算相应的非线性校准系数，以实时去除一次谐波中的非线性偏移量。
本实施例中采用如图5所示的电路来实现电容式位移检测实时校准，解调获得一次谐波和三次谐波的同相和正交分量，根据这四个分量以及上述幅值关系，得到电容式位移检测的非线性校准系数，如式(8)所示。式(8)的分子为一次谐波的幅值[ksx0+3Π]减去三倍的三次谐波的幅值Π(即非线性偏移量的幅值)，得到线性响应的幅值ksx0；其分母为一次谐波的幅值[ksx0+3Π]。所以式(8)代表的便是一次谐波中线性分量的占比。
步骤508，使用非线性校准系数去除所述一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对位移检测信号的实时校准结果为：
Figure GDA0003491732720000111
Figure GDA0003491732720000112
其中，cx为实时校准结果的同相分量，sx为实时校准结果的正交分量。
需要说明的是，由于大部分电容位移检测电路的位移幅度都较小，因此基于本实施例提供的方法，基于三次谐波和一次谐波之间的幅值关系对位移检测信号进行实时校准就能够达到很好的精度，并且具有电路简单、易于实现等特点。
图6所示为电容式位移检测电路输出的位移检测信号中谐波分量的幅值曲线图，可以看出随着振幅的增大，位移检测信号的真实输出也就是一次谐波的幅值刚开始呈现线性增长，但是随后有着明显的上翘趋势，这便是由于电容式位移检测非线性带来的检测偏移效应。与此同时，三次谐波的幅值也在随着振幅(驱动)的增加而不断增大。基于上述实施例提供的方法，将一次谐波的幅值减去三次谐波幅值的三倍后，得到的处理结果始终呈现线性增长趋势，其拟合优度R2＝0.9996，这说明经过线性化处理之后的响应呈现接近完美的线性状态。
应该理解的是，虽然图1的流程图中的各个步骤按照箭头的指示依次显示，但是这些步骤并不是必然按照箭头指示的顺序依次执行。除非本文中有明确的说明，这些步骤的执行并没有严格的顺序限制，这些步骤可以以其它的顺序执行。而且，图1中的至少一部分步骤可以包括多个子步骤或者多个阶段，这些子步骤或者阶段并不必然是在同一时刻执行完成，而是可以在不同的时刻执行，这些子步骤或者阶段的执行顺序也不必然是依次进行，而是可以与其它步骤或者其它步骤的子步骤或者阶段的至少一部分轮流或者交替地执行。
上述实验数据仅以差分电容的情况说明本申请的有益效果。对于所有采用平行板电容检测位移变化的传感器均可基于本申请的方法和原理进行非线性响应的实时校准。
在一个实施例中，提供了一种基于谐波分量的电容式位移检测非线性实时校准装置，包括：
谐波分解模块，用于获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到位移检测信号的谐波分量形式。
非线性校准系数计算模块，用于获取位移检测信号的一次谐波分量和三次谐波分量的幅值关系函数，根据幅值关系函数得到对应的非线性校准系数。
实时校准模块，用于使用非线性校准系数去除一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对位移检测信号的实时校准结果。
其中一个实施例中，实时校准模块得到的实时校准结果为：
Figure GDA0003491732720000121
其中，ω为位移频率参数，Vout|sinωt为一次谐波分量经过sinωt解调后的电压形式，Vout|sin(2n+1)ωt为高次谐波分量经过sin(2n+1)ωt解调后的电压形式，N为预设的自然数。
其中一个实施例中，所述装置还包括高次谐波阶数设置模块，用于分别获取位移检测信号中各高次谐波分量与一次谐波分量的幅值比，根据幅值比大于预设数值的高次谐波分量的数量，得到N的取值。
其中一个实施例中，电容式位移检测电路基于差分电容实现。谐波分解模块得到的位移检测信号的有效信号为：
Figure GDA0003491732720000122
其中，xo为电容式位移检测电路的电容极板的位移函数的幅值，ω为位移频率参数，
Figure GDA0003491732720000123
为初始相位参数，C0＝εA/d0，ε为极板间介质的介电常数，A为电容极板的面积，d0为电容间隙，V0为电容极板上施加的载波电压幅值，CFB为反馈电容。
其中一个实施例中，实时校准模块得到的实时校准结果为：
Figure GDA0003491732720000131
Figure GDA0003491732720000132
其中，cx为实时校准结果的同相分量，sx为实时校准结果的正交分量，
Figure GDA0003491732720000133
分别为一次谐波分量的同相分量和正交分量，
Figure GDA0003491732720000134
Figure GDA0003491732720000135
分别为对应的高次谐波的同相分量和正交分量。
其中一个实施例中，N＝1。谐波分解模块得到的位移检测信号的有效信号为：
Figure GDA0003491732720000136
其中，电容式位移检测电路的增益
Figure GDA0003491732720000137
其中一个实施例中，非线性校准系数计算模块得到的非线性校准系数为：
Figure GDA0003491732720000138
其中，
Figure GDA0003491732720000139
分别为三次谐波的同相分量和正交分量。
关于一种基于谐波分量的电容式位移检测非线性实时校准装置的具体限定可以参见上文中对于一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法的限定，在此不再赘述。上述一种基于谐波分量的电容式位移检测非线性实时校准装置中的各个模块可全部或部分通过软件、硬件及其组合来实现。上述各模块可以硬件形式内嵌于或独立于计算机设备中的处理器中，也可以以软件形式存储于计算机设备中的存储器中，以便于处理器调用执行以上各个模块对应的操作。
在一个实施例中，提供了一种计算机设备，该计算机设备可以是服务器，其内部结构图可以如图7所示。该计算机设备包括通过系统总线连接的处理器、存储器、网络接口和数据库。其中，该计算机设备的处理器用于提供计算和控制能力。该计算机设备的存储器包括非易失性存储介质、内存储器。该非易失性存储介质存储有操作系统、计算机程序和数据库。该内存储器为非易失性存储介质中的操作系统和计算机程序的运行提供环境。该计算机设备的数据库用于存储位移检测信号的处理过程数据。该计算机设备的网络接口用于与外部的终端通过网络连接通信。该计算机程序被处理器执行时以实现一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法。
本领域技术人员可以理解，图7中示出的结构，仅仅是与本申请方案相关的部分结构的框图，并不构成对本申请方案所应用于其上的计算机设备的限定，具体的计算机设备可以包括比图中所示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者具有不同的部件布置。
在一个实施例中，提供了一种计算机设备，包括存储器和处理器，该存储器存储有计算机程序，该处理器执行计算机程序时实现以下步骤：
获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到位移检测信号的谐波分量形式。
获取位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量的幅值，根据幅值之间的函数关系得到对应的非线性校准系数。
使用非线性校准系数去除一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对位移检测信号的实时校准结果。
在一个实施例中，处理器执行计算机程序时还实现以下步骤：计算对位移检测信号的实时校准结果：
Figure GDA0003491732720000141
其中，ω为位移频率参数，Vout|sinωt为一次谐波分量经过sinωt解调后的电压形式，Vout|sin(2n+1)ωt为高次谐波分量经过sin(2n+1)ωt解调后的电压形式，N为预设的自然数。
在一个实施例中，处理器执行计算机程序时还实现以下步骤：分别获取位移检测信号中各高次谐波分量与一次谐波分量的幅值比。根据幅值比大于预设数值的高次谐波分量的数量，得到N的取值。
在一个实施例中，处理器执行计算机程序时还实现以下步骤：分别获取位移检测信号中各高次谐波分量的幅值。根据幅值大于预设测量精确度值的高次谐波分量的数量，得到N的取值。
其中一个实施例中，电容式位移检测电路基于差分电容实现。处理器执行计算机程序时还实现以下步骤：得到位移检测信号的有效信号为：
Figure GDA0003491732720000151
其中，x0为电容式位移检测电路的电容极板的位移函数的幅值，ω为位移频率参数，
Figure GDA0003491732720000152
为初始相位参数，C0＝εA/d0，ε为极板间介质的介电常数，A为电容极板的面积，d0为电容间隙，V0为电容极板上施加的载波电压幅值，CFB为反馈电容。
在一个实施例中，处理器执行计算机程序时还实现以下步骤：得到位移检测信号的实时校准结果为：
Figure GDA0003491732720000153
Figure GDA0003491732720000154
其中，cx为实时校准结果的同相分量，sx为实时校准结果的正交分量，
Figure GDA0003491732720000155
分别为一次谐波分量的同相分量和正交分量，
Figure GDA0003491732720000156
Figure GDA0003491732720000157
分别为对应的高次谐波的同相分量和正交分量。
其中一个实施例中，N＝1。处理器执行计算机程序时还实现以下步骤：得到位移检测信号的有效信号为：
Figure GDA0003491732720000158
其中，电容式位移检测电路的增益
Figure GDA0003491732720000159
在一个实施例中，处理器执行计算机程序时还实现以下步骤：得到非线性校准系数为：
Figure GDA00034917327200001510
其中，
Figure GDA00034917327200001511
分别为三次谐波的同相分量和正交分量。
在一个实施例中，提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现以下步骤：
获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到位移检测信号的谐波分量形式。
获取位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量的幅值，根据幅值之间的函数关系得到对应的非线性校准系数。
使用非线性校准系数去除一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对位移检测信号的实时校准结果。
在一个实施例中，计算机程序被处理器执行时还实现以下步骤：计算位移检测信号的实时校准结果：
Figure GDA0003491732720000161
其中，ω为位移频率参数，Vout|sinωt为一次谐波分量经过sinωt解调后的电压形式，Vout|sin(2n+1)ωt为高次谐波分量经过sin(2n+1)ωt解调后的电压形式，N为预设的自然数。
在一个实施例中，计算机程序被处理器执行时还实现以下步骤：分别获取位移检测信号中各高次谐波分量与一次谐波分量的幅值比。根据幅值比大于预设数值的高次谐波分量的数量，得到N的取值。
在一个实施例中，计算机程序被处理器执行时还实现以下步骤：分别获取位移检测信号中各高次谐波分量的幅值。根据幅值大于预设测量精确度值的高次谐波分量的数量，得到N的取值。
其中一个实施例中，电容式位移检测电路基于差分电容实现。计算机程序被处理器执行时还实现以下步骤：得到位移检测信号的有效信号为：
Figure GDA0003491732720000162
其中，x0为电容式位移检测电路的电容极板的位移函数的幅值，ω为位移频率参数，
Figure GDA0003491732720000163
为初始相位参数，C0＝εA/d0，ε为极板间介质的介电常数，A为电容极板的面积，d0为电容间隙，V0为电容极板上施加的载波电压幅值，CFB为反馈电容。
在一个实施例中，计算机程序被处理器执行时还实现以下步骤：得到位移检测信号的实时校准结果为：
Figure GDA0003491732720000171
Figure GDA0003491732720000172
其中，cx为实时校准结果的同相分量，sx为实时校准结果的正交分量，
Figure GDA0003491732720000173
分别为一次谐波分量的同相分量和正交分量，
Figure GDA0003491732720000174
Figure GDA0003491732720000175
分别为对应的高次谐波的同相分量和正交分量。
其中一个实施例中，N＝1。计算机程序被处理器执行时还实现以下步骤：得到位移检测信号的有效信号为：
Figure GDA0003491732720000176
其中，电容式位移检测电路的增益
Figure GDA0003491732720000177
在一个实施例中，计算机程序被处理器执行时还实现以下步骤：得到非线性校准系数为：
Figure GDA0003491732720000178
其中，
Figure GDA0003491732720000179
分别为三次谐波的同相分量和正交分量。
一个实施例中，提供了一种电容式位移检测非线性实时校准电路，包括一次谐波获取电路、高次谐波获取电路、线性化处理电路和线性化输出电路。
一次谐波获取电路和高次谐波的输入端分别连接电容式位移检测电路的输出端，用于获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到位移检测信号的谐波分量形式。
线性化处理电路的输入端连接一次谐波获取电路和高次谐波的输出端，用于获取位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量的幅值，根据幅值之间的函数关系得到对应的非线性校准系数。
线性化输出电路的输入端连接线性化处理电路和一次谐波获取电路的输出端，用于使用非线性校准系数去除一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对位移检测信号的实时校准结果。
其中一个实施例中，其中一个实施例中，线性化输出电路输出的实时校准结果为：
Figure GDA0003491732720000181
其中，ω为位移频率参数，Vout|sinωt为一次谐波分量经过sinωt解调后的电压形式，Vout|sin(2n+1)ωt为高次谐波分量经过sin(2n+1)ωt解调后的电压形式，N为预设的自然数。
其中一个实施例中，提供了一种电容式位移检测设备，使用如上述任意一个实施例的电容式位移检测非线性实时校准电路对位移检测信号进行校准。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的计算机程序可存储于一非易失性计算机可读取存储介质中，该计算机程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，本申请所提供的各实施例中所使用的对存储器、存储、数据库或其它介质的任何引用，均可包括非易失性和/或易失性存储器。非易失性存储器可包括只读存储器(ROM)、可编程ROM(PROM)、电可编程ROM(EPROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)或闪存。易失性存储器可包括随机存取存储器(RAM)或者外部高速缓冲存储器。作为说明而非局限，RAM以多种形式可得，诸如静态RAM(SRAM)、动态RAM(DRAM)、同步DRAM(SDRAM)、双数据率SDRAM(DDRSDRAM)、增强型SDRAM(ESDRAM)、同步链路(Synchlink)DRAM(SLDRAM)、存储器总线(Rambus)直接RAM(RDRAM)、直接存储器总线动态RAM(DRDRAM)、以及存储器总线动态RAM(RDRAM)等。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (17)

1.一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法，其特征在于，所述方法包括：
获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到所述位移检测信号的谐波分量形式；
获取所述位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量的幅值，根据所述幅值之间的函数关系得到对应的非线性校准系数；
使用所述非线性校准系数去除所述一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对所述位移检测信号的实时校准结果。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述位移检测信号的实时校准结果为：
Figure FDA0003491732710000011
其中，ω为位移频率参数，Vout|sinωt为所述一次谐波分量经过sinωt解调后的电压形式，Vout|sin(2n+1)ωt为高次谐波分量经过sin(2n+1)ωt解调后的电压形式，N为预设的自然数。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，N取值的确定方式包括：
分别获取所述位移检测信号中各高次谐波分量与一次谐波分量的幅值比；
根据所述幅值比大于预设数值的高次谐波分量的数量，得到N的取值。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述幅值比的预设数值为2‰。
5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，N取值的确定方式包括：
分别获取所述位移检测信号中各高次谐波分量的幅值；
根据所述幅值大于预设测量精确度值的高次谐波分量的数量，得到N的取值。
6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述电容式位移检测电路基于差分电容实现；
所述电容式位移检测电路输出的位移检测信号的有效信号为：
Figure FDA0003491732710000012
其中，xo为所述电容式位移检测电路的电容极板的位移函数的幅值，ω为位移频率参数，
Figure FDA0003491732710000021
为初始相位参数，C0＝εA/d0，ε为极板间介质的介电常数，A为电容极板的面积，d0为电容间隙，V0为电容极板上施加的载波电压幅值，CFB为反馈电容。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，对所述位移检测信号的实时校准结果为：
Figure FDA0003491732710000022
Figure FDA0003491732710000023
其中，cx为实时校准结果的同相分量，sx为实时校准结果的正交分量，
Figure FDA0003491732710000024
分别为所述一次谐波分量的同相分量和正交分量，
Figure FDA0003491732710000025
Figure FDA0003491732710000026
分别为对应的高次谐波的同相分量和正交分量。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，N＝1；
所述电容式位移检测电路输出的位移检测的有效信号为：
Figure FDA0003491732710000027
其中，所述电容式位移检测电路的增益
Figure FDA0003491732710000028
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述非线性校准系数为：
Figure FDA0003491732710000029
其中，
Figure FDA00034917327100000210
分别为三次谐波的同相分量和正交分量。
10.一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法装置，其特征在于，所述装置包括：
谐波分解模块，用于获取电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到所述位移检测信号的谐波分量形式；
非线性校准系数计算模块，用于获取所述位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量的幅值，根据所述幅值之间的函数关系得到对应的非线性校准系数；
实时校准模块，用于使用所述非线性校准系数去除所述一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对所述位移检测信号的实时校准结果。
11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，所述实时校准模块得到的实时校准结果为：
Figure FDA0003491732710000031
其中，Vout|sinωt为所述一次谐波分量经过sinωt解调后的电压形式，Vout|sin(2n+1)ωt为高次谐波分量经过sin(2n+1)ωt解调后的电压形式，N为预设的自然数。
12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述装置还包括高次谐波阶数设置模块，
用于分别获取所述位移检测信号中各高次谐波分量与一次谐波分量的幅值比，根据所述幅值比大于预设数值的高次谐波分量的数量，得到N的取值；
或用于分别获取所述位移检测信号中各高次谐波分量的幅值，根据所述幅值大于预设测量精确度值的高次谐波分量的数量，得到N的取值。
13.一种电容式位移检测非线性实时校准电路，其特征在于，包括一次谐波获取电路、高次谐波获取电路、线性化处理电路和线性化输出电路；
所述一次谐波获取电路和所述高次谐波的输入端分别连接电容式位移检测电路的输出端，用于获取所述电容式位移检测电路输出的位移检测信号，基于位移频率参数得到所述位移检测信号的谐波分量形式；
所述线性化处理电路的输入端连接所述一次谐波获取电路和所述高次谐波的输出端，用于获取所述位移检测信号的一次谐波分量和高次谐波分量的幅值，根据所述幅值之间的函数关系得到对应的非线性校准系数；
所述线性化输出电路的输入端连接所述线性化处理电路和所述一次谐波获取电路的输出端，用于使用所述非线性校准系数去除所述一次谐波分量中的非线性偏移项，得到对所述位移检测信号的实时校准结果。
14.根据权利要求13所述的电路，其特征在于，所述线性化输出电路输出的实时校准结果为：
Figure FDA0003491732710000041
其中，Vout|sinωt为所述一次谐波分量经过sinωt解调后的电压形式，Vout|sin(2n+1)ωt为高次谐波分量经过sin(2n+1)ωt解调后的电压形式，N为预设的自然数。
15.一种电容式位移检测设备，其特征在于，使用如权利要求13或14所述的电容式位移检测非线性实时校准电路对位移检测信号进行校准。
16.一种计算机设备，包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述计算机程序时实现权利要求1至9中任一项所述方法的步骤。
17.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时实现权利要求1至9中任一项所述方法的步骤。
CN202110266417.2A 2021-03-11 2021-03-11 一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法 Active CN113048871B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110266417.2A CN113048871B (zh) 2021-03-11 2021-03-11 一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110266417.2A CN113048871B (zh) 2021-03-11 2021-03-11 一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113048871A CN113048871A (zh) 2021-06-29
CN113048871B true CN113048871B (zh) 2022-04-05

Family

ID=76511652

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110266417.2A Active CN113048871B (zh) 2021-03-11 2021-03-11 一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113048871B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114578121B (zh) * 2022-04-11 2024-04-19 南方电网数字电网研究院有限公司 高压电压测量方法、系统和装置
CN115205354B (zh) * 2022-06-23 2023-04-07 中国人民解放军国防科技大学 基于ransac和icp点云配准的相控阵激光雷达成像方法

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0372112A1 (de) * 1988-12-07 1990-06-13 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und Einrichtung zur Messung mechanischer Eigenspannungen eines ferromagnetischen Körpers
CN1066121A (zh) * 1991-04-25 1992-11-11 海德罗-格伯 利用电容传感器对位移或介电常数进行的动态和非接触测量
CN101189793A (zh) * 2005-03-31 2008-05-28 意法半导体股份有限公司 用于控制振荡微机电系统的谐振频率的装置
CN102368661A (zh) * 2011-01-30 2012-03-07 杭州士兰微电子股份有限公司 具有功率因数校正的开关电源及其控制装置和方法
CN106655954A (zh) * 2016-10-28 2017-05-10 广东美的制冷设备有限公司 电容小型化电机驱动系统及其的防过压控制方法、装置
CN108387167A (zh) * 2017-02-02 2018-08-10 株式会社三丰 位移检测器
CN109313007A (zh) * 2017-05-26 2019-02-05 株式会社京冈 间隙传感器以及间隙测量方法
CN112305485A (zh) * 2020-09-16 2021-02-02 国网河北省电力有限公司电力科学研究院 电容式电压互感器的谐波电压测量误差修正方法及装置

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0372112A1 (de) * 1988-12-07 1990-06-13 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und Einrichtung zur Messung mechanischer Eigenspannungen eines ferromagnetischen Körpers
CN1066121A (zh) * 1991-04-25 1992-11-11 海德罗-格伯 利用电容传感器对位移或介电常数进行的动态和非接触测量
CN101189793A (zh) * 2005-03-31 2008-05-28 意法半导体股份有限公司 用于控制振荡微机电系统的谐振频率的装置
CN102368661A (zh) * 2011-01-30 2012-03-07 杭州士兰微电子股份有限公司 具有功率因数校正的开关电源及其控制装置和方法
CN106655954A (zh) * 2016-10-28 2017-05-10 广东美的制冷设备有限公司 电容小型化电机驱动系统及其的防过压控制方法、装置
CN108387167A (zh) * 2017-02-02 2018-08-10 株式会社三丰 位移检测器
CN109313007A (zh) * 2017-05-26 2019-02-05 株式会社京冈 间隙传感器以及间隙测量方法
CN112305485A (zh) * 2020-09-16 2021-02-02 国网河北省电力有限公司电力科学研究院 电容式电压互感器的谐波电压测量误差修正方法及装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
《基于二次谐波检测的电容式微惯性器件频率响应测试方法研究》;肖定邦 等;《传感技术学报》;20090131;第70-73页 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN113048871A (zh) 2021-06-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN113048871B (zh) 一种基于谐波分量的电容位移检测非线性实时校准方法
JP4602411B2 (ja) 位置検出誤差補正方法
CN108008152B (zh) 获取mems加速度计的寄生失配电容的方法及装置
Bengtsson Lookup table optimization for sensor linearization in small embedded systems
CN101846572B (zh) 一种减小压力传感器基本误差的方法
US10101230B2 (en) Reduction of non-linearity errors in automotive pressure sensors
KR20120059956A (ko) 레졸버의 위치 오차를 적응적으로 보상하기 위한 장치
US20130266041A1 (en) Pulse width modulation output digital temperature sensor device
CN116399374B (zh) Mems陀螺仪传感器补偿方法、装置、终端及存储介质
Reutskiy A new numerical method for solving high-order fractional eigenvalue problems
CN107607144B (zh) 一种传感器基线漂移校正方法及检测设备
CN107607143B (zh) 一种传感器基线漂移校正的方法以及检测设备
Pereira et al. based progressive polynomial calibration method for smart sensors linearization
JP4369909B2 (ja) 磁気特性測定方法及び測定器
CN116400136B (zh) 一种计算电流传感器相移的方法
CN112904261A (zh) 谐波校准系统及方法、误差谐波分量系数计算系统及方法
Žorić et al. A simple 2D digital calibration routine for transducers
Možek et al. Compensation and Signal Conditioning of Capacitive Pressure Sensors
JPH08292107A (ja) 温度検出装置におけるサーミスタ素子の選択方法及び温度検出装置
RU2362988C1 (ru) Устройство преобразования параметров емкостного и резисторного сенсоров в частотный сигнал
CN113189403B (zh) 一种自适应正交解调方法
CN115452002A (zh) 速率型振动陀螺标度因数补偿方法、系统、终端及介质
Belozubov et al. Use of biharmonic spline interpolation for decreasing the errors of smart sensors
US11536742B2 (en) Method for operating a micromechanical inertial sensor
GB2455596A (en) Calibrating temperature compensated sensors using an averaging method

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant