CN112968601A - 一种高电压转换比的非隔离双向直流变换器 - Google Patents

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Abstract

一种高电压转换比的非隔离双向直流变换器，主要由4个电力开关S1～S4、2个极性电容C1～C2和1个电感L1组成，C1的负极和S3的一端接低电压端VL的负极和高电压端VH的负极，C1的正极接S1的一端和S2的一端，S2的另一端接S4的一端和C2的正极，S1的另一端和C2的负极接L1的一端和S3的另一端，L1的另一端接低电压端VL的正极，S4的另一端接高电压端VH的正极，在升压/降压状态中，S2、S3用作电源开关/同步整流器，S1、S4用作同步整流器/电源开关，本发明可解决电压转换比不高和开关电压应力高等问题，实现高电压增益和低开关电压应力，尤其适合用作直流电网的升降压单元。

Description

一种高电压转换比的非隔离双向直流变换器
技术领域
本发明属于集成电路技术领域，可应用于直流微电网等领域，特别涉及一种高电压转换比的非隔离双向直流变换器。
背景技术
智能电网是电网发展的主要趋势，随着电压等级的提高，交流输电的弊端越来越显现出来，能量的损耗越来越大。直流输电具有远距离传输能量损耗小的特点，直流电网将会成为智能电网时代的主要组成。直流微电网可更高效可靠地接纳风、光等分布式可再生能源发电系统、储能单元、电动汽车及其他直流用电负荷。在直流电网中，必不可少的模块就是双向DC-DC模块。这是由于电网在电能传输过程中，需要根据需要改变电压的等级从而传输电能，双向直流变换器就起到了桥梁的作用，能够根据要求将电压等级进行改变，从而更高效的传输电能。
基于此，研究高效率低损耗高转换比的双向DC-DC变换器是迫切的，有需要的。目前对于双向直流变换器的研究主要在两个方面：1.隔离型，2.非隔离型。对于隔离型的变换器，主要类型包括全桥，半桥，反激变换器等几种类型，这几种类型拓扑结构中需要耦合电感和变压器。非隔离双向直流转换器包括三电平型，多电平型和开关电容型等类型，主要由电力开关pwm波控制升降压。
现有技术的缺陷和不足：
1.隔离型双向直流变换器例如DAB可以依靠变压器变比实现高电压转换比，但是由于其具有耦合电感和变压器不可避免的会产生漏磁而且不易实现同步整流，从而降低的电能传输效率增加了电能损耗。
2.非隔离型直流变换器。传统buck，boost电路电压增益小，随占空比增大损耗加大。新型双向变换器可以有较高的增益，但是结构复杂，控制麻烦。而且开关管数量较多，损耗增大。三电平型拓扑结构的电压增益较低，多电平型电路结构复杂所需要的电力开关较多，损耗大。对于其他类型的拓扑结构会出现电压增益高但是开关电压应力大的缺点。
发明内容
为了克服上述现有技术中双向直流变换器的缺点，解决电压转换比不高和开关电压应力高等问题，本发明的目的在于提供一种高电压转换比的非隔离双向直流变换器，可实现高电压增益和低开关电压应力。
为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：
一种高电压转换比的非隔离双向直流变换器，主要由4个电力开关S1～S4、2个极性电容C1～C2和1个电感L1组成，其中，所述极性电容C1的负极和电力开关S3的一端接低电压端VL的负极和高电压端VH的负极，极性电容C1的正极接电力开关S1的一端和电力开关S2的一端，电力开关S2的另一端接电力开关S4的一端和极性电容C2的正极，电力开关S1的另一端和极性电容C2的负极接电感L1的一端和电力开关S3的另一端，电感L1的另一端接低电压端VL的正极，电力开关S4的另一端接高电压端VH的正极，在升压状态中，电力开关S2、S3用作电源开关，S1、S4用作同步整流器，在降压状态中，电力开关S2、S3用作同步整流器，S1、S4用作电源开关。
具体地，在升压状态下，低电压端VL为输入端，高电压端VH为输出端，包括两种模式：
模式I：开关S2、S3接通，S1、S4断开，输入电压的能量被传递到电感L1，输入电压和极性电容C2放电到极性电容C1和电感L1，且极性电容C2和极性电容C1同步充电和放电，输出端的负载电容CH放电到负载，其中输出端的负载电容CH两端的电压即输出电压；
模式II：开关S2、S3断开，S1、S4接通，输入电压和极性电容C2的能量被释放到负载、输出端的负载电容CH和电感L1，同时极性电容C1放电到输出端的负载电容CH，达到升压的目的。
在降压状态下，高电压端VH为输入端，低电压端VL为输出端，同样包括两种模式：
模式I：开关S2、S3断开，S1、S4接通，输入电压的能量被释放到电感L1、极性电容C2和输出端的负载电容CL，且极性电容C1放电到电感L1和输出端的负载电容CL，其中输出端的负载电容CL两端的电压即输出电压；
模式II：开关S2、S3接通，S1、S4断开，电感L1的能量被传递到输出端的负载电容CL，极性电容C1放电到输出端的负载电容CL和电感L1，在输出端的负载电容CL两端得到降低的输出电压。
本发明高电压转换比的非隔离双向直流变换器主要用于直流微电网，具体时间用作直流电网的升降压单元。在高压转低压的降压配电过程和低压转高压的输电过程中，能够有提高电压转换的范围，易于控制。相比较传统的升降压变换器降低了成本。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1.本发明避免了使用变压器和耦合电感，降低了损耗，提高了效率。
2.本发明所需要的器件包括四个电力开关、两个电容和一个电感，电路的拓扑结构简单，元件少，控制方便简单。
3.本发明可以实现宽范围的电压转换比和较低的开关电压应力，理论上电压增益变化范围无穷，升降压增益分别为：
Figure BDA0002915915800000031
其中M为电压变比，boost为升压模式，buck为降压模式，D是占空比。在占空比为0.5时可以达到4倍的电压增益，并且开关电压张力在占空比为0.5时小于最大输出电压的二分之一性能优于目前提出的变换器。
4.本发明应用广泛，可以用于数据中心，不间断电源(UPS)，电动汽车，直流微电网，蓄电池等方面。
附图说明
图1为本发明的双向非隔离直流变换器的拓扑图。
图2为本发明升压状态下的模式I原理示意图。
图3为本发明升压状态下的模式II原理示意图。
图4为本发明降压状态下的模式I原理示意图。
图5为本发明降压状态下的模式II原理示意图。
图6为本发明在占空比0.5，输入电压为12V的升压状态的仿真结果，其中，(a)是升压的输入输出电压波形，(b)是电感电流波形，(c)是极性电容C2的电压波形，(d)是极性电容C1的电压波形，(e)是电力开关S1的电压张力波形，(f)是电力开关S2的电压张力波形，(g)是电力开关S3的电压张力波形，(h)是电力开关S4的电压张力波形。
图7为本发明在占空比0.5，输入电压为48V的降压状态的仿真结果，其中，(a)是降压的输入输出电压波形，(b)是电感电流波形，(c)是极性电容C2的电压波形，(d)是极性电容C1的电压波形，(e)是电力开关S1的电压张力波形，(f)是电力开关S2的电压张力波形，(g)是电力开关S3的电压张力波形，(h)是电力开关S4的电压张力波形。
具体实施方式
下面结合附图和实施例详细说明本发明的实施方式。
本发明为一种高电压转换比的非隔离双向直流变换器，主要由4个电力开关，2个电容和1个电感组成，在升压/降压状态中，均为两个电力开关用作电源开关，另外两个电力开关作为同步整流器。
具体请参阅图1所示，4个电力开关为S1-S5，2个电容为极性电容C1-C2，1个电感为L1。其中，极性电容C1的负极和电力开关S3的一端接低电压端VL的负极和高电压端VH的负极，极性电容C1的正极接电力开关S1的一端和电力开关S2的一端，电力开关S2的另一端接电力开关S4的一端和极性电容C2的正极，电力开关S1的另一端和极性电容C2的负极接电感L1的一端和电力开关S3的另一端，电感L1的另一端接低电压端VL的正极，电力开关S4的另一端接高电压端VH的正极。
(1)，在升压状态中，低电压端VL为输入端，高电压端VH为输出端，电力开关S2、S3用作电源开关，S1、S4用作同步整流器。包括两种模式：
模式I：如图2所示，在此模式中，开关S2、S3接通，S1、S4断开。输入电压的能量被传递到电感L1，输入电压和极性电容C2放电到极性电容C1和电感L1，且极性电容C2和极性电容C1同步充电和放电，输出端的负载电容CH放电到负载，其中输出端的负载电容CH两端的电压即输出电压。
模式II：如图3所示，在此模式中，开关S2、S3断开，S1、S4接通。从图中可以看出，输入电压和极性电容C2的能量被释放到负载、输出端的负载电容CH和电感L1，同时极性电容C1放电到输出端的负载电容CH，达到升压的目的。
(2)，在降压状态中，高电压端VH为输入端，低电压端VL为输出端，电力开关S2、S3用作同步整流器，S1、S4用作电源开关，也包括两种模式：
模式I：如图4所示，在此模式中，开关S2、S3断开，S1、S4接通。从图中可以看出，输入电压的能量被释放到电感L1、极性电容C2和输出端的负载电容CL，且极性电容C1放电到电感L1和输出端的负载电容CL，其中输出端的负载电容CL两端的电压即输出电压。
模式II：如图5所示，在此模型中，开关S2、S3接通，S1、S4断开。电感L1的能量被传递到输出端的负载电容CL，极性电容C1放电到输出端的负载电容CL和电感L1，在输出端的负载电容CL两端得到降低的输出电压。
结合图6，从(a)可以看出，在占空比0.5时，输入12V，输出结果为48V，达到了四倍的电压转换比，验证了该拓扑的有效性。(c)、(d)示出了2个极性电容C2,C1的电压，分别为24V，24V，(b)示出了电感电流，(e)、(f)、(g)、(h)示出了4个电力开关S1,S2,S3,S4的电压张力，从图中可以看出电压张力为24V，远小于输出电压VH。
结合图7，从(a)可以看出，在占空比0.5时，输入48V，输出结果为12V，降压转换比也是四倍，验证了该拓扑的有效性。(c)、(d)示出了2个极性电容C2,C1的电压，分别为24V，24V，(b)示出了电感电流，(e)、(f)、(g)、(h)示出了4个电力开关S1,S2,S3,S4的电压张力，从图中可以看出电压张力为24V，远小于输出电压VH。

Claims (4)

1.一种高电压转换比的非隔离双向直流变换器，其特征在于，主要由4个电力开关S1～S4、2个极性电容C1～C2和1个电感L1组成，其中，所述极性电容C1的负极和电力开关S3的一端接低电压端VL的负极和高电压端VH的负极，极性电容C1的正极接电力开关S1的一端和电力开关S2的一端，电力开关S2的另一端接电力开关S4的一端和极性电容C2的正极，电力开关S1的另一端和极性电容C2的负极接电感L1的一端和电力开关S3的另一端，电感L1的另一端接低电压端VL的正极，电力开关S4的另一端接高电压端VH的正极，在升压状态中，电力开关S2、S3用作电源开关，S1、S4用作同步整流器，在降压状态中，电力开关S2、S3用作同步整流器，S1、S4用作电源开关。
2.根据权利要求1所述高电压转换比的非隔离双向直流变换器，其特征在于，在升压状态下，低电压端VL为输入端，高电压端VH为输出端，包括两种模式：
模式I：开关S2、S3接通，S1、S4断开，输入电压的能量被传递到电感L1，输入电压和极性电容C2放电到极性电容C1和电感L1，且极性电容C2和极性电容C1同步充电和放电，输出端的负载电容CH放电到负载，其中输出端的负载电容CH两端的电压即输出电压；
模式II：开关S2、S3断开，S1、S4接通，输入电压和极性电容C2的能量被释放到负载、输出端的负载电容CH和电感L1，同时极性电容C1放电到输出端的负载电容CH，达到升压的目的。
3.根据权利要求1所述高电压转换比的非隔离双向直流变换器，其特征在于，在降压状态下，高电压端VH为输入端，低电压端VL为输出端，包括两种模式：
模式I：开关S2、S3断开，S1、S4接通，输入电压的能量被释放到电感L1、极性电容C2和输出端的负载电容CL，且极性电容C1放电到电感L1和输出端的负载电容CL，其中输出端的负载电容CL两端的电压即输出电压；
模式II：开关S2、S3接通，S1、S4断开，电感L1的能量被传递到输出端的负载电容CL，极性电容C1放电到输出端的负载电容CL和电感L1，在输出端的负载电容CL两端得到降低的输出电压。
4.权利要求1所述高电压转换比的非隔离双向直流变换器用作直流电网的升降压单元。
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