CN103004070A - 用于屋顶光伏电力系统的小外形功率转换系统 - Google Patents

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Abstract

公开的实施例和原理提供了一种将采用本地化最大功率点跟踪(MPPT)的高效小外形功率电子设备集成到基于屋顶顶板的光伏电力系统的方法。对于200W功率输出具有小到1/4英寸的高度或外形的DC-DC功率转换器能够包含在光伏建筑一体化(BIPV)屋顶盖板中。DC-DC功率转换器将两行串联的光伏盖板产生的相对低的电压提高到由DC-AC逆变器使用的高电压，其中每个光伏盖板包括光伏电池。例如，DC-DC功率转换器将两行串联光伏盖板产生的电压从几十伏特提高到大约400伏特。因此，DC-DC功率转换器以小外形和非常高的效率提供了大电压提升。

Description

用于屋顶光伏电力系统的小外形功率转换系统
技术领域
本公开总体涉及光伏电力系统领域。更具体地，本公开涉及一种基于屋顶盖板的光伏电力系统，其中，在一个或多个光伏建筑一体化(BIPV)屋顶盖板中包含高效的dc-dc转换器。
背景技术
太阳能光伏(PV)电池典型地产生小于1伏特的dc电压。这种电池产生的电力的量等于该电池的dc电压乘以该电池的dc电流，这些量值取决于多种因素，包括太阳辐照度、电池温度、工艺变化以及电池电操作点。通常需要产生比单一电池产生的电力多的电力，因此采用多个电池。通常还需要以实质上比单一电池产生的电压高的电压来提供电力。因此，典型地将多个电池串联。
例如，考虑传统的屋顶太阳能电力系统，如，2kW(并网)屋顶太阳能PV电力系统，其向240VAC公共事业设施传递电力。由于传统的屋顶太阳能电力系统中需要非常大量的PV电池，所以典型地将独立的PV电池封装成中间尺寸面板，如，光伏(PV)盖板，所述PV盖板典型地包括若干串联的PV电池，并且典型地产生若干伏特的DC。PV盖板可以串联，串联PV盖板的输出通过组合器电路连接到中央DC-AC逆变器的输入，所述中央DC-AC逆变器根据公共事业的需要，将串联的传统PV盖板产生的高DC电压(例如，几百伏特)转换成240V AC。此外，中央DC-AC逆变器按照标准(如，IEEE标准1547)和建筑条例的规定来执行特定的网接口功能，所述网接口功能可以包括抗孤岛化、防止ac线路瞬变、流电隔离、产生满足谐波限制的ac线路电流以及其他功能。
在传统系统中，如，在上述2kW屋顶太阳能PV电力系统中，DC-AC逆变器可以包括DC-DC转换模块和AC接口模块。如技术中已知的，针对DC-AC逆变器的控制电路可以实现最大功率点跟踪(MPPT)算法。DC-DC转换模块包括DC-DC转换电路，并且对于多个PV盖板的输出可以起到中央DC-DC转换器的作用。DC-AC逆变器内的控制电路可以控制DC-DC转换模块对DC-DC逆变器的输入处的电压进行调节，以使流经DC-AC逆变器的电力最大化。DC-AC逆变器还包括AC接口模块，典型地，DC-AC转换器，以接口连接至AC公共事业网。
由于PV盖板产生的电力取决于PV盖板的电压和电流以及包括太阳辐照度和温度在内的其他因素，所以PV盖板能够产生的最大电流(即，“短路电流”)与入射在PV盖板上的太阳辐照度成比例。当PV盖板串联时，每个PV盖板必须传导(conduct)相同的电流(“盖板电流”)。如果串联串中的第一个PV盖板被部分遮挡，则串中所有PV盖板的电流都受影响。在一些实例中，串联串以减小的电流来工作，所述减小的电流是由被遮挡的传统PV盖板的电流来确定的，从而降低了串中所有盖板产生的电力。备选地，串可以传导更大的电流，从而使被遮挡PV盖板的旁路二极管传导电力并防止从被遮挡的盖板获得电力，进而减小了由串产生的总体电压。在任一种下，PV发电系统均产生低于最大可能电力的电力。
此外，包含在DC-AC逆变器中的DC-DC转换模块典型地以小于100％的效率工作，因此由PV盖板的集合(称作光伏阵列)产生的电力中有一些被损失掉。
发明内容
公开的实施例和原理提供了一种将采用本地化最大功率点跟踪(MPPT)的高效小外形功率电子设备集成到基于屋顶顶板的光伏电力系统的方法。对于200W功率输出具有小到1/4英寸的高度或外形的DC-DC功率转换器能够包含在光伏建筑一体化(BIPV)屋顶盖板内。DC-DC功率转换器将两行串联的光伏盖板产生的相对低的电压提高到由DC-AC逆变器使用的高电压，其中每个光伏盖板包括光伏电池。例如，DC-DC功率转换器将两行串联光伏盖板产生的电压从几十伏特提高到大约400伏特。因此，DC-DC功率转换器以小外形和非常高的效率提供了大电压提升。
通过包含小外形DC-DC功率转换器和并联的串联光伏盖板行而形成的太阳能阵列可以容忍失配，如，部分遮挡或每一行中盖板数目的差异。太阳能阵列中小外形DC-DC功率转换器的使用允许灵活的安装，其中，可以高达逆变器额定功率的将任意数目的行添加到太阳能阵列而不改变逆变器DC输入电压。在一个实施例中，将若干DC-DC功率转换器的输出并联到DC总线，从而允许隔离故障，使得开路的盖板不会损害太阳能阵列的整体性能。
附图说明
公开的实施例具有其他优点和特征，根据详细描述、所附的权利要求以及附图(或图)，这些优点和特征将更明显。以下是附图的简要说明。
图1示出了屋顶光伏(PV)发电系统的一个实施例，所述光伏(PV)发电系统包括与一个或多个DC-DC转换器耦接的光伏(PV)盖板行。
图2示出了PV盖板的一个实施例。
图3示出了小外形DC-DC转换器的功率转换电路的一个实施例。
图4示出了小外形DC-DC转换器中包含的磁变压器的一个实施例。
图5示出了小外形DC-DC转换器中包含的磁变压器的物理结构的一个实施例。
图6A示出了小外形DC-DC转换器中使用的dc变压器的一个实施例。
图6B示出了针对dc变压器的一个实施例的逻辑信号的时序。
图6C示出了针对dc变压器的一个实施例中包含的次级侧组件的放大开关电流和电压波形。
图6D示出了针对dc变压器的一个实施例中包含的初级侧和次级侧组件的开关电流和电压波形。
图7示出了屋顶光伏(PV)发电系统的备选实施例，其中，DC-DC转换器串联。
图8示出了包括非反向降压-升压转换器的DC-DC转换器的实施例。
图9示出了包括初级侧全桥电路和次级侧双电路的DC-DC转换器的一个实施例。
图10示出了包括初级侧全桥电路和次级侧全波整流器电路的DC-DC转换器的一个实施例。
图11示出了包括降压-升压转换器的DC-DC转换器的实施例。
具体实施方式
附图和以下描述仅以说明的方式涉及优选实施例。应注意，根据以下论述，将容易想到本文公开的结构和方法的备选实施例，在不脱离要求保护的原理的前提下可以采用这些备选实施例。
现在详细参考若干实施例，附图中示出了这些实施例的示例。应注意，任何切实可行的参考数字可以用在附图中，并且可以表示相似或类似的功能。附图仅出于说明的目的描述了公开的系统(或方法)的实施例。本领域技术人员根据以下描述将容易理解，在不脱离本文描述的原理的前提下，可以采用本文说明的结构和方法的备选实施例。
概述
公开的实施例和原理提供了一种措施，在太阳能光伏(PV)阵列内的PV面板没有被均匀照射或定向时，提高PV阵列产生的电力。公开的实施例和原理还提高太阳能光伏阵列产生的电力，在所述太阳能光伏阵列中，面板失配(例如，具有变化的性能特性)和/或工作在不一致的温度下。还提供了阵列的元件(例如，PV盖板)的更简单互连和接线。因此，提高了太阳能PV阵列产生的能量，降低了系统设计和安装的成本，并且更容易将PV阵列安装在新的位置，如安装在人字形或非面状的屋顶上。
PV盖板串联，可能地，多个PV盖板行也串联。一个或多个PV盖板行耦合至DC-DC转换器，DC-DC转换器也包含在一盖板中。在一个实施例中，多个DC-DC转换器的输出与DC总线并联，DC总线将来自DC-DC转换器的DC电压传送至DC-AC逆变器。备选地，多个DC-DC转换器的输出可以与DC总线串联。DC-DC转换器具有小外形，从而可以被包含在光伏建筑一体化(BIPV)盖板中，并且使串联的PV盖板提供的相对低的电压可以成为较高的电压，如，200V或400V。
系统架构
图1示出了屋顶光伏(PV)发电系统100的一个实施例，其中由盖板105A、105B、105C、105D(也单独称为或统称为105)组成的多个行107A、107B(也单独称为或统称为107)串联。每一行107包括通过防水连接串联的一个或多个PV盖板105。在一个实施例中，PV盖板类似于传统的沥青屋顶盖板，并且还包括一个或多个嵌入式光伏(PV)电池。以下结合图2来进一步描述PV盖板105的配置。
连接器盖板110A、110B、110C(也单独称为或统称为110)将相邻行107A、107B中的PV盖板105串联，使得两行形成与DC-DC转换器120A、120B、120C耦合的回路。在图1的示例中，第一行107A中第一PV盖板105A的负端子耦合至连接器盖板110C，连接器盖板110C还耦合至第二行107B中第一PV盖板105C的正端子；因此，连接器盖板110A形成了来自第一行107A和来自第二行107B的串联PV盖板的回路。
PV盖板105的每一行107耦合至DC-DC转换器120A、120B、120C(也统称为或单独称为120)。DC-DC转换器120A、120B、120C耦合至DC总线。在一个实施例中，DC-DC转换器120包括盖板尾段，所述盖板尾段包括小外形DC-DC转换器，所述小外形DC-DC转换器接收由串联PV盖板105的回路产生的电压和功率，并将来自串联PV盖板105的低电压输入V1、V2、Vn提高到由DC总线使用的高电压Vb。在一个实施例中，每个DC-DC转换器120包括控制器，控制器执行最大功率点跟踪，以使该DC-DC转换器120的输入功率最大化，从而从串联PV盖板105的回路中提取最大量的功率。控制器还执行电流限制、过电压限制、电弧错误保护，并在耦合至DC总线的DC-AC逆变器130进入抗孤岛化或其他关机或错误模式时将DC-DC转换器120关闭。在一个实施例中，控制器包括反馈算法和电路，以稳定DC-DC转换器120和/或系统DC操作点。控制器可以可选地包括监视和通信，以将性能和电力产生通知给所有者或操作者，并使能远程关机。DC-DC转换器120使用能够使DC-DC转换器120包含在屋顶盖板中的紧凑尺寸，以非常高的效率来执行这些功能。
与DC-DC转换器120A、120B、120C耦合的DC总线还耦合至DC-AC逆变器130，DC-AC逆变器130位于与DC-DC转换器120A、120B、120C分离的物理位置。例如，当PV系统100包含在屋顶中时，DC-AC逆变器130位于屋顶下方或位于靠近地面的位置，如，车库。DC总线经过屋顶穿透到达DC-AC逆变器130的输入，DC-AC逆变器130根据从DC-DC转换器120A、120B、120C接收到的DC电压产生AC电压。在一个实施例中，DC-AC逆变器具有固定电压输入，以优化DC-AC逆变器130；针对DC-DC转换器120A、120B、120C的输出所产生的固定电压Vb，优化DC-DC转换器120A、120B、120C和组件之间的高电压接线。在一个实施例中，将从DC-AC逆变器输出的AC电压传输至AC公共事业。
图2示出了PV盖板105的一个实施例。PV盖板150典型地包括串联的一个或多个光伏(PV)电池210A、210B、210C。在一个实施例中，PV盖板150包括一个或多个旁路二极管220。尽管图2示出了单个旁路二极管220，然而在其他实施例中，PV盖板105包括多个串联的旁路二极管220，每个旁路二极管220与一个或多个PV电池210A、210B、210C并联。在接收最大照射时，如，在中午接收最强太阳光时，典型的PV盖板105可以产生几伏特和几安培。
DC-DC转换器设计
图3示出了小外形DC-DC转换器120的功率转换电路的一个实施例。图3所示的功率转换电路可以用在DC-DC转换器120中，其中DC-DC转换器120的输出并联并且执行最大功率点跟踪(MPPT)。在图3所示的实施例中，DC-DC转换器120包括输入电磁干扰(EMI)滤波器310，该EMI滤波器310从串联光伏(PV)盖板的回路接收输入电压V1。EMI滤波器310的输出耦合至DC-DC升压转换器320，DC-DC升压转换器320将输入电压V1提高到中间电压V2。典型地，输入电压V1可以根据串联回路中PV盖板105的数目、辐照度、遮挡外形和盖板温度而改变。然而，中间电压V2是近似固定的，并且略微大于最大预期输入电压V1。在一个实施例中，DC-DC升压转换器320包括电感器Lboost和两个开关器件Q1、Q2，如，两个MOSFET，如本领域已知的，这两个MOSFET耦合在一起。控制器315耦合至DC-DC-DC升压转换器320并且产生控制信号，控制信号调节DC-DC升压转换器320中的开关器件Q1、Q2的占空比，以使DC-DC升压转换器320的转换器输入功率最大化，并在必要时执行其他控制功能。控制器315还产生用于操作DC变压器330中的开关器件Q3、Q4的控制信号，以下将进一步描述。
DC-DC转换器120包括DC变压器330，DC变压器330接收由DC-DC升压转换器320输出的中间电压V2。DC变压器330被配置为以非常高的效率按照大比率来提升中间电压V2，以产生输出电压Vb。在一个实施例中，DC-DC转换器120被配置为使用近似为单位一的实质上固定的电压转换比M＝Vb/nV2来工作。这种配置允许DC-DC转换器120向变压器T1绕组施加接近最优的梯形电流波形，变压器T1绕组使变压器功率损耗最小化，并且优化DC-DC变压器330的设计，以在小外形应用中实现高效率。在典型的V1＝20至50V的应用中，中间总线电压V2可以被选取为50V。如果dc输出电压是固定的Vb＝400V，则变压器T1匝数比应当被选取为近似n＝8。
如图3所示，DC变压器330的一个实施例包括：多个电容器C1、C2；储能电感器Ltank；多个开关器件(如，MOSFET，Q3、Q4)；与变压器T1的初级绕组耦合的多个二极管D1、D2；多个电容器C3、C4；以及如图3所示与变压器T1的次级绕组耦合的多个二极管D3、D4。在一个实施例中，DC-DC变压器330的输出耦合至输出EMI滤波器340，输出EMI滤波器340在向DC总线传输输出电压Vb之前抑制干扰。
DC变压器330通过允许以非常高的效率将串联PV盖板105的回路产生的相对低的电压V1提升到由DC-AC逆变器130使用的相对高的电压Vb，使得可以实现以上结合图1描述的PV系统100的功能性。DC变压器还允许DC-DC转换器120具有显著减小的外形，这使得DC-DC可以包含在安装于屋顶的尾段盖板中。以下论述了DC变压器330电路如何实现高效率的其他细节，这些细节包括：DC变压器330二极管和MOSFET的零电压切换、DC变压器330RMS电流的最小化、以及功率从输入端传输经过MOSFET并经过DC变压器330的时间部分的最大化。
图4示出了小外形DC-DC转换器120中的磁变压器T1的一个实施例，图5示出了用于构成图4所示磁变压器T1的物理结构的实施例。对于200W应用，传统的100kHz开关DC-DC转换器120的磁变压器典型地高1英寸，无法安装在高度或“外形”为1/4英寸的屋顶盖板内。为了减小DC-DC转换器120的外形，磁变压器T1电学上实现为如图4所示，物理上实现为如图5所示。
如图5所示，采用多个小外形面状磁芯作为小变压器，这些小变压器以串并联布置的形式连接，例如图5所示的串并联布置。例如，可以使用8个EI-18面状磁芯，每个面状磁芯510具有两个2T初级绕组和一个16T次级绕组。面状磁芯510包括两片平坦的磁性材料，其中一片在绕组上方，一片在绕组下方，如图5所示。这些绕组被制造在铜厚度为2.5盎司的八层印刷电路板520上，并且如图4所示互连。印刷电路板520的每个初级层包含一匝，而印刷电路板520的每个次级层包含4匝；初级层和次级层交织以使AC铜损耗最小化。这种“面状矩阵变压器”高大约1/4英寸，并且能够以非常高的效率在DC变压器330中工作。对于300W应用或者对于3/8英寸外形可以采用类似的方法。
在一个实施例中，还使用面状磁芯510和包含在分层印刷电路板520中的绕组来实现在DC变压器330中使用的电感器Lboost、Ltank。
图6A示出了在DC-DC转换器120中使用的DC变压器605的一个实施例，以说明DC变压器如何实现高效率，图6B-6D示出了DC变压器605的多种操作特性。DC变压器605包括高效升高DC-DC转换器，该升高DC-DC转换器将串联太阳能光伏面板105的低电压回路接口连接至高电压dc总线。
经验上观察到，在100W输出功率下，以测量出的效率96.5％，DC变压器605的一个实施例将40V输入电压升高到400V输出电压。观察到的电路提供了流电隔离。如图6A所示，DC变压器605中半导体开关器件Q1、Q2、Q3、Q4的初级侧(输入侧)连接可以描述为“全桥”或“H桥”配置。在一个实施例中，半导体开关器件Q1、Q2、Q3、Q4是MOSFET。在另一实施例中，半导体开关器件可以被配置为半桥电路，如图3的开关器件Q3、Q4所示。
控制器615向栅极驱动器610A和610A发送逻辑信号。基于从控制器615接收到的逻辑信号，栅极驱动器610A向开关器件Q1和Q2输出信号并控制开关器件Q1和Q2的开/关状态。类似地，基于从控制器615接收到的逻辑信号，栅极驱动器610B向开关器件Q3和Q4输出信号并控制开关器件Q3和Q4的开/关状态。在一个实施例中，控制器615通过向栅极驱动器610A和610B发送信号来开始开关周期Ts，其中将这些信号定向为使开关器件Q1和Q4在持续时间为tp的第一间隔期间同时导通。图6B示出了针对DC变压器605的一个实施例的典型波形。如图6B所示，tp＝(Ts/2-td)，其中td(也称作静寂时间)是所有开关器件Q1、Q2、Q3、Q4都关断的持续时间。
在第一间隔(间隔1)期间，将瞬时功率通过H桥从低电压输入V1v传输至变压器T1初级绕组ipri。较短的第二间隔(间隔2)包括持续时间为td的静寂时间。第二间隔的经济事件防止开关Q1和Q2(以及Q3和Q4)同时导通。静寂时间td典型地不长于开关周期Ts的百分之五，因此开关可以在开关电路的开关循环的95％将低电压输入V2耦合至初级绕组。在第二间隔(第一静寂时间td)期间，H桥将必要的零电压施加到变压器初级绕组ipri，从而通过H桥向变压器T1传输可忽略的功率。周期Ts的第二半(第三间隔和第四间隔)与周期Ts的第一半对称。在第三间隔期间，MOSFETQ2和Q3同时导通，而Q1和Q4关断；第三间隔(间隔3)也具有持续时间tp＝(Ts/2-td)。开关周期Ts以第四间隔(间隔4)结束，第四间隔是长度为td的另一个较短的静寂时间，在该第四间隔期间开关器件Q1、Q2、Q3、Q4均不导通。整个过程以开关周期Ts来重复进行。
反并联二极管D1、D2、D3和D4优选地是开关器件Q1、Q2、Q3、Q4的体二极管，或备选地是肖特基二极管；这些二极管在静寂时间(图6B的第二间隔和第四间隔)期间导通。变压器T1优选地绕在低损耗铁氧体磁芯上，绕组的交织和/或绞合线的使用时该器件的近场损耗最小化。在DC变压器605的一些实施例中，与变压器初级绕组ipri串联地插入附加的dc阻塞电容器(未示出)以防止变压器芯饱和。附加的dc阻塞电容器在与变压器初级绕组串联的情况下具有较大电容，因此附加dc阻塞电容器具有可忽略的ac差异。二极管D5、D6、D7和D8优选地是与承受最大dc输出电压Vb相关的超快二极管。
DC变压器605的一个实施例在输入电压V2和输出电压Vb之间具有实质上固定的比率。例如，输出电压Vb可以近似等于V2乘以n，其中n是变压器T1的匝数。反之，如果输出电压Vb是固定的(例如，DC变压器605的输出耦合至DC总线525处的固定电压)，则输入电压Vlv近似等于Vb/n。例如，如果Vb固定在400V dc的电压，并且PV盖板105的串联回路产生20V的额定最大功率点电压，则在DC变压器605中可以采用n＝400/20＝20的匝数比，以将Vb设置在近似20V。
在DC-DC转换器120的一个实施例中，固定的电压转换比对于DC变压器605是可接受的，这是因为，由于与串联PV盖板105的输出耦合的DC-DC升压转换器320，在有限范围内串联PV盖板105的电压输出是已知的，其中，串联PV盖板105将来自串联PV盖板105的电压提升到近似固定的中间值，由DC变压器605接收该中间值。
DC变压器605的一个实施例通过将开关周期Ts中用于将瞬时功率从低电压输入V2传输至变压器T1(通过H桥和任何附加的初级侧组件)的部分最大化，部分地实现了高效率。在V2与Vb之比实质上固定的实施例中，可以如上所述来选取变压器匝数比n。由于不需要额外的匝数来适应电压转换比的变化范围，所以使n的值最小化，还使初级侧rms电流最小化。除了持续时间为td的较小静寂时间之外，通过在第一间隔期间同时导通开关Q1和Q4，或通过在第三间隔期间同时导通开关Q2和Q3，从低电压源向变压器连续地传输电力。
静寂时间持续时间td的最小化使得针对变压器T1的初级侧rms电流和相关的功率损耗最小化。为了说明这种效果，考虑开关循环Ts上的平均功率，同时假设第一间隔(图6B中的间隔1)期间的瞬时功率等于第三间隔(图6B中的间隔3)期间的瞬时功率。如图6D所示，由于在间隔1和间隔3期间期间变压器电流和电压近似恒定，所以在间隔1和间隔3期间这些瞬时功率(等于瞬时变压器电压乘以瞬时变压器电流)近似恒定。由于在静寂时间(间隔1和间隔4)期间瞬时功率为零，所以开关循环Ts上的平均功率略微小于第一间隔和第三间隔期间的瞬时功率，从而使平均值下降。静寂时间的持续时间td越长，开关循环Ts上的平均功率相对于第一间隔和第三间隔期间的瞬时功率减小得越多。因此，对于开关循环Ts上的期望的平均功率，静寂时间的持续时间td的最小化使得可以减小第一间隔和第三间隔期间的瞬时功率。那么，第一间隔和第三间隔期间瞬时功率的减小使得可以减小变压器T1的电流，这使得初级侧rms电流和相关的功率损耗最小化，从而提高了DC变压器605的效率。
与DC变压器605不同，PV发电系统的传统方法使用以变化的电压比来工作的传统dc-dc转换电路，如果该传统的dc-dc转换电路包括变压器，则必须采用具有大匝数比的变压器，以适应Vb/V2的最大预期值。为了获得其他电压，这种传统dc-dc转换电路的控制器减小电路的占空比，即，向变压器传输电力的时间部分。这导致针对传统DC-DC转换电路的初级侧峰值电流和功率损耗提高：减小的占空比延长了不向包含在传统DC-DC转换电路中的变压器传输电力的时间，因此为了获得期望的平均功率，必须在开关周期中开关导通的其余时间期间提高功率和电流。这种提高的峰值功率和电流必然导致传统dc-dc转换电路的初级侧组件中损耗提高。
DC变压器605的一个实施例实现高效率的附加方式是通过输出侧二极管D5、D6、D7、D8的零电压切换。由于高电压二极管的反向恢复过程而引起的切换损耗可以实质上降低转换器效率，因此，有利的是在PV发电系统中避免这种损耗机制。在DC变压器605的一个实施例中，高压二极管D5、D6、D7、D8直接连接至输出滤波器电容器C2而不用反向滤波器电感器。高压二极管D5、D6、D7、D8和输出滤波器电容器C2之间没有反向滤波器电感器使得二极管可以以零电压切换来工作，如以下参考图6C来说明的。变压器T1泄漏电感限制了二极管电流的变化速率。DC变压器605的一些实施例还以零电压切换来操作初级侧MOSFET Q1、Q2、Q3、Q4。然而由于这些开关Q1、Q2、Q3、Q4工作在低电压V2，所以这些开关的切换损耗耗散的功率比次级侧二极管D5、D6、D7、D8处的切换损耗耗小。
图6C示出了针对dc变压器的一个实施例的变压器次级侧电压和电流波形，其中次级侧二极管D5、D6、D7、D8以零电压切换来工作。放大了时间轴以说明过渡期间次级二极管D5、D6、D7、D8的切换，其中所述过渡从间隔1的结尾持续到间隔3开始之后的短时间。在该图中，在间隔1期间MOSFET Q1和Q4以及二极管D5和D8初始导通。当控制器615在间隔1的结尾(即，间隔2的起始)命令栅极驱动器610a、610b关断MOSFET Q1和Q4时，变压器T1次级电流is(t)开始以一定的速率下降，该速率由变压器T1泄漏电感和施加的变压器电压来确定。然而，由于is(t)为正，所以二极管D5和D8继续导通。一旦is(t)变成负的，就开始二极管反向恢复过程。当二极管D5和D8存储的少量电荷被负电流is(t)移除时二极管D5和D8继续导通，电流is(t)继续减小。在二极管存储的少量电流被移除后，二极管D5和D8变成反向偏置的。然后电流is(t)对四个反向偏置的二极管D5、D6、D7、D8的寄生输出电容进行放电，从而使变压器T1的次级侧上的电压(如图6C示为vs(t))从+Vb变成-Vhv。当vs(t)达到-Vb时，二极管D6和D7变成正向偏置的。DC变压器605的一些实施例与传统DC-DC转换技术的一点区别在于，通过上述二极管零电压切换过程，消除了通常由于二极管反向恢复过程而引起的切换损耗。
DC变压器605实现高效率的另一种方式是通过设计变压器T1的方面使近场效应引起的损耗最小化。近场效应是一种损耗机制，在这种损耗机制下，变压器导体中的电流在相邻导体中感生涡电流。在不同实施例中，通过以下设计特征中的一个或多个部分地在变压器T1中使近场效应最小化。第一，使绕组的数目最小化，这是因为，DC变压器605的一个实施例只需要单个初级绕组和单个次级绕组，而不需要中心抽头或其他绕做。第二，通过使用诸如多标准(Litz)线和交织绕组等技术，针对最小近场效应来优化绕组几何结构。第三，转换器对变压器绕组施加接近最优的电流波形；如图6D所示，初级侧电流和次级侧电流是具有地峰值的梯形，并且是同相的，从而针对给定的输出功率使绕组电流最小化。
图6D示出了对于dc变压器的一个实施例，变压器的初级侧和次级侧的电压和电流波形，其中，次级侧二极管D5、D6、D7、D8以零电压切换来工作。波形示出了间隔1至间隔4期间以及后续间隔期间二极管D5、D6、D7、D8的切换。共同参考图6A和图6D，在间隔1期间MOSFET Q1和Q4以及二极管D5和D8初始导通。当控制器615在间隔1的结尾(即，间隔2的起始)命令栅极驱动器610A、610B关断MOSFET Q1和Q4时，初级侧电压vp(t)开始从+V2向-V2下降，变压器T1的初级侧电流ipri(t)和次级侧电流is(t)开始以一定的速率减小，该速率由变压器T1泄漏电感和施加的变压器电压来确定。当下降的初级侧电流ipri(t)保持为正时，次级侧电流is(t)也保持为正，从而使二极管D5和D8继续导通。一旦初级侧电流ipri(t)和次级侧电流is(t)变成负的，就开始二极管反向恢复过程。
在二极管反向恢复过程期间，当二极管D5和D8存储的少量电荷被负次级侧电流is(t)移除时二极管D5和D8继续导通，次级侧电流is(t)继续减小。在二极管存储的少量电流被移除后，二极管D5和D8变成反向偏置的。然后次级侧电流is(t)对四个反向偏置的二极管D5、D6、D7、D8的寄生输出电容进行放电，从而使变压器T1的次级侧上的电压(如图6D示为vs(t))从+Vb变成-Vb。当vs(t)达到-Vb时，二极管D6和D7变成正向偏置的并开始导通。
当控制器615命令栅极驱动器610A、610B关断MOSFET Q1和Q4时，控制器615发起谐振间隔，在谐振间隔期间，变压器T1泄漏电感对MOSFET Q1和Q4的电容以及二极管D1和D4的电容进行放电。然后二极管D2和D3变成正向偏置的，从而允许栅极驱动器610A、610B以零电压切换将MOSFET Q2和Q3接通。控制器615在将MOSFET Q2和Q3关断时发起类似的谐振间隔，以允许使用二极管D1和D4进行正向偏置之后MOSFET Q1和Q4的零电压切换。
当MOSFET Q2和Q3关断时，初级侧电压vp(t)开始从-V2向+V2提高，当初级侧电压vp(t)达到+V2时MOSFET Q1和Q2开启，变压器T1的初级侧电流ipri(t)和次级侧电流is(t)开始以一定的速率增大，该速率由变压器T1泄漏电感和施加的变压器电压来确定。当增大的初级侧电流ipri(t)和增大的次级侧电流is(t)保持为负时，使二极管D6和D7继续导通。一旦初级侧电流ipri(t)和次级侧电流is(t)变成正的，就开始二极管D6和D7的二极管反向恢复过程。
在二极管反向恢复过程期间，当二极管D6和D7存储的少量电荷被正次级侧电流is(t)移除时二极管D6和D7继续导通，电流is(t)继续增大。在二极管存储的少量电流被移除后，二极管D6和D7变成反向偏置的。然后次级侧电流is(t)对四个反向偏置的二极管D5、D6、D7、D8的寄生输出电容进行放电，从而使变压器T1的次级侧上的电压(vs(t))从-Vb变成+Vb。当vs(t)达到+Vb时，二极管D5和D8变成正向偏置的并开始导通。在开关电路的多个循环上重复上述过程。零电压切换过程消除了通常由二极管反向恢复过程在MOSFET Q1、Q2、Q3、Q4中引起的切换损耗，如，由于来自传统二极管硬切换技术的电流毛刺而导致的损耗。此外，MOSFET Q1、Q2、Q3、Q4的零电压切换消除了与MOSFET输出电容中存储的能量相关联的和/或与MOSFET Q1、Q2、Q3、Q4体二极管的反向恢复过程相关联的损耗。在MOSFET Q1、Q2、Q3、Q4之间的切换中的静寂时间期间，变压器T1泄漏电感的电流对MOSFET输出电容进行放电，并恢复这些MOSFET输出电容存储的能量。可选地，可以与变压器串联地添加附加的分立电感，以辅助该过程。
由于比率Vb/V2与变压器T1的匝数比实质上相同，还由于在MOSFETQ1、Q2、Q3、Q4之间的切换中的静寂时间最小，所以变压器T1的电流波形引起改善的效率。如图6D所示，初级侧电流ipri(t)和次级侧电流is(t)的波形具有梯形形状，该梯形形状实质上连续而没有毛刺或突变。由于其梯形形状，初级侧电流ipri(t)并不包含电流毛刺，初级侧电流ipri(t)也实质上并不超过来自PV面板510至DC变压器605的dc输入电流。类似地，由于其梯形形状，次级侧电流is(t)并不包含电流毛刺，次级侧电流is(t)也实质上并不超过从变压器605至dc总线525的dc输出电流。因此，变压器T1电流波形相对于转换器功率吞吐量呈现出最小峰值幅度，从而降低了变压器损耗。
备选配置
图7示出了屋顶光伏(PV)发电系统700的备选实施例，其中DC-DC转换器710A、710B、710C(也单独称为或统称为710)串联。尽管DC-DC转换器710也连接到一个或多个PV串联PV盖板105的行107，所示行107可以经由连接器盖板110连接在一起，然而DC-DC转换器的输出是串联的，而不是如图1所示并联的。
将DC-DC转换器710的输出串联使DC-DC转换器710免于将来自串联PV盖板105的电压以大比率提高。这使得可以使用更简单的降压转换器、升压转换器或者降压-升压转换器来实现DC-DC转换器710，而无需包含变压器。然而将DC-DC转换器710的输出相连使得PV发电系统对于PV盖板105的数目与DC-DC逆变器130的输入电压之间的失配容忍度更低。
图8示出了在备选PV发电系统700中使用的DC-DC转换器710的实施例。DC-DC转换器710包括非反向降压-升压转换器825。在图8所示的实施例中，输入EMI滤波器810对来自串联PV盖板105的电压V1进行滤波，非反向降压-升压转换器825提升滤波后的电压。如图8所示，非反向降压-升压转换器包括如现有技术中已知的相连的多个半导体开关器件Q1、Q2、Q3、Q4(如，MOSFET)、电感器L和二极管D1、D2。控制器820产生控制信号以操作半导体开关器件Q1、Q2、Q3、Q4。由输出EMI滤波器830对非反向降压-升压转换器825的输出进行滤波，将输出电压Vo1传输至DC总线。
图9示出了DC-DC转换器120的一个实施例，DC-DC转换器120包括初级侧全桥电路和次级侧双电路。如图9所示，DC-DC转换器120包括升压转换器920，升压转换器920从输入EMI滤波器310接收输入电压。升压转换器920包括如现有技术中已知的与电感器Lboost和半导体开关器件Q1、Q2耦合的电容器C1。DC-DC变压器930将来自升压转换器920的输出电压V2提高，DC-DC变压器930包括如以上结合图6A进一步描述的初级侧全桥电路。DC-DC变压器930的变压器T1的次级侧耦合至双电路，所述双电路包括如现有技术中已知地相连的多个二极管D5、D6和多个电容器C3、C4。输出EMI滤波器340对双电路的输出进行滤波，并传输至DC总线。控制器915提供控制信号来控制半导体开关器件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6。
图10示出了DC-DC转换器120的一个实施例，DC-DC转换器120包括初级侧全桥电路和次级侧全波整流器电路。如图10所示，DC-DC转换器120包括升压转换器920，升压转换器920从输入EMI滤波器310接收输入电压。升压转换器920包括如现有技术中已知的与电感器Lboost和半导体开关器件Q1、Q2耦合的电容器C1。DC-DC变压器930将来自升压转换器920的输出电压V2提高，DC-DC变压器930包括如以上结合图6A进一步描述的初级侧全桥电路。DC-DC变压器930的变压器T1的次级侧耦合至全波整流器电路，所述全波整流器电路包括如现有技术中已知的相连的多个二极管D5、D6、D7、D8。输出EMI滤波器340对全波整流器电路的输出进行滤波，并传输至DC总线。控制器1015提供控制信号来控制半导体开关器件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6。
图11示出了DC-DC转换器120的实施例，DC-DC转换器120包括降压-升压转换器1105、控制器1110和DC变压器605。DC-DC转换器120的输入耦合至PV盖板105的一个或多个行107，DC-DC转换器120的输出耦合至DC总线。降压-升压转换器1105是传统的1105x降压-升压转换器，包括如现有技术中已知的耦合在一起的开关器件Q5、Q6、Q7、Q8、二极管D9、D10和电感器L1，并且允许提高或降低来自PV盖板105的一个或多个行107的电压。降压-升压转换器1105的使用允许DC-DC转换器120以高效率工作，并且输入电压范围比仅使用升压级时的输入电压范围宽。控制器1110提供控制信号以控制半导体开关器件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8。
通过阅读本公开，本领域技术人员将会想到系统和过程的附加备选结构和功能设计，以通过在此公开的原理提供一种屋顶光伏(PV)发电系统。因此，尽管已经示出并描述了具体实施例和应用，然而应理解公开的实施例不限于本文公开的精细结构和组件。在不脱离由所附权利要求限定的精神和范围的前提下，本领域技术人员将清楚，可以对本文公开的方法和设备的布置、操作和细节做出修改和变型。

Claims (5)

1.一种光伏发电系统，包括：
由串联的光伏盖板组成的第一组光伏盖板，配置为在该第一组光伏盖板的输出处产生第一DC电压，每个光伏盖板包括一个或多个光伏电池；
第一DC-DC转换器，耦合至第一组光伏盖板的输出，所述第一DC-DC转换器配置为接收第一DC电压并产生第一输出DC电压；
由串联的光伏盖板组成的第二组光伏盖板，配置为在该第二组光伏盖板的输出处产生第二DC电压，每个光伏盖板包括一个或多个光伏电池；
第二DC-DC转换器，耦合至第二组光伏盖板的输出，所述第二DC-DC转换器配置为接收第二DC电压并产生第二输出DC电压；
其中，第一DC-DC转换器和第二DC-DC转换器的输出并联耦合至DC总线。
2.根据权利要求1所述的光伏发电系统，其中，第一DC-DC转换器包含在屋顶盖板中。
3.一种DC-DC转换器，耦合至由串联的光伏盖板组成的第一组光伏盖板的输出，所述DC-DC转换器包括：
转换器，配置为从第一组光伏盖板的输出接收第一DC电压，并产生中间DC电压；
dc变压器，配置为从转换器接收中间DC电压，输出第二DC电压，所述dc变压器包括：
变压器，包括初级绕组和次级绕组；
开关电路，耦合在转换器的输出与变压器的初级绕组之间，开关电路配置为将中间DC电压转换为变压器的初级绕组处的第一AC电压；以及
耦合在次级绕组和DC总线之间的电路，配置为将次级绕组上的第二AC电压转换成总线处的第二DC电压。
4.根据权利要求3所述的DC-DC转换器，其中，变压器包括面矩阵变压器。
5.一种光伏发电系统，包括：
由串联的光伏盖板组成的第一组光伏盖板，配置为在该第一组光伏盖板的输出处产生第一DC电压，每个光伏盖板包括一个或多个光伏电池；
第一DC-DC转换器，耦合至第一组光伏盖板的输出，所述第一DC-DC转换器配置为接收第一DC电压并产生第一输出DC电压；
由串联的光伏盖板组成的第二组光伏盖板，配置为在该第二组光伏盖板的输出处产生第二DC电压，每个光伏盖板包括一个或多个光伏电池；
第二DC-DC转换器，耦合至第二组光伏盖板的输出，所述第二DC-DC转换器配置为接收第二DC电压并产生第二输出DC电压；
其中，第一DC-DC转换器和第二DC-DC转换器的输出串联耦合至DC总线。
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