CN112953872B - 一种基于广义分层格雷匹配滤波器的fqpsk调制帧同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于广义分层格雷匹配滤波器的FQPSK调制帧同步方法，采用FQPSK的方式，在帧同步上采用了广义分层格雷匹配滤波器结构，首先对经过FQPSK调制后的导频信息进行平均波形匹配滤波，通过这种方式，实现了在FQPSK调制下的广义分层格雷匹配滤波检测。本发明在调制方式上采用了FQPSK调制的方式，提高了频谱利用率，能够更好的节省频谱资源，在导频的设计上采用了广义分层格雷序列，在匹配滤波时能够大大节省抽头数量，减少对硬件资源的消耗。同时根据FQPSK调制的特点，先采用平均波形匹配滤波，再采用广义分层格雷匹配滤波，实现了经过FQPSK调制的广义分层格雷序列的导频搜索。

Description

一种基于广义分层格雷匹配滤波器的FQPSK调制帧同步方法

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其是一种FQPSK调制信号的帧同步方法，涉及广义分层格雷匹配滤波器(Generalised Hierarchical Golay Match Filter，GHGMF)和以K.Feher的专利技术为基础的一种四相相移键控调制(Feher-Patented QPSK，FQPSK)，适用于利用广义分层格雷匹配滤波器进行FQPSK调制信号的帧同步。

背景技术

过去的许多系统受限于传感器水平，传输数据量较低，故对频带利用率关注较少，如今所需传输数据量急剧增大，同时由于通信业务大大增多，频带资源日益紧张。另一方面，当前大部分通信系统所采用的功率放大器为非线性，因此存在频谱泄露的问题。针对以上两个问题，FQPSK调制方式被提出，它具备良好频带利用率，同时在时域包络恒定，减小了频谱泄露。

在W-CDMA系统中主同步信道由主同步码(Primary Synchronisation Code,PSC)构成，PSC码是所谓的广义分层格雷序列(Generalised Hierarchical Golay Sequences)，通常通过传统的横向直接式匹配滤波器来对特定的导频序列来进行检测。但这种滤波器存在抽头数量众多、硬件开销庞大的问题。而广义分层格雷匹配滤波器结构的抽头数仅为传统结构的5％，极大的减少了对硬件资源的消耗。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供一种基于广义分层格雷匹配滤波器的FQPSK调制帧同步方法，本发明在调制方式上采用了FQPSK，为了满足接收端对同步的需求，导频由PSC码构成。

为了满足高速高效的数据传输，本发明调制采用FQPSK的方式，由于高速通信中通常采用较长的导频，为了节省硬件资源，在帧同步上采用了广义分层格雷匹配滤波器结构。与传统的相移键控方式不同，FQPSK调制的波形无法直接反映出原始的比特信息，因此在进行广义分层格雷匹配滤波检测之前，需首先对经过FQPSK调制后的导频信息进行平均波形匹配滤波，通过这种方式，实现了在FQPSK调制下的广义分层格雷匹配滤波检测。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

发送端导频构造和FQPSK调制包括以下步骤：

步骤1：导频为长度为2^N的PSC码C，N为整数；

步骤2：I、Q路数据为相同的PSC码，但是Q路比I路延迟一个比特，Q路第一个比特为1，即d_Q(0)＝1，d_I(k)＝d_Q(k+1)＝C(k),d_I(k),d_Q(k)∈{-1，1}表示C中第k项，k＝0,1,…,2^{N -1}，根据公式D_I(k)＝(1-d_I(k))/2，D_Q(k)＝(1-d_Q(k))/2，将非归零码转变为归零码，D_I(k),D_Q(k)∈{0，1}；

步骤3：对I、Q两路数据D_I(k),D_Q(k)进行交叉相关运算；

步骤4：给出16种FQPSK调制的基带波形；

步骤5：完成FQPSK调制后的导频信号为S_FQPSK(t)＝I_s(t)cosω₀t-Q_s(t)sinω₀t，其中

ω₀为载波频率，

为采样函数；

接收端平均波形匹配滤波和广义分层格雷匹配滤波检测包括以下步骤：

步骤6：接收到的FQPSK信号为R_FQPSK(t)，对接收到的信号去载波得到I路和Q路数据I_r(t)和Q_r(t)，其中I_r(t)＝R_FQPSK(t)cosω₀t，Q_r(t)＝-R_FQPSK(t)sinω₀t；

步骤7：构造检测滤波函数

i取值为0,1，…,7；

步骤8：进行平均波形匹配滤波得到I路和Q路的粗略符号信息Z_I(k)和Z_Q(k)，

步骤9：对PSC码的迭代方式做Z变换得到广义分层格雷匹配滤波器表示为：

其中对于n∈p令B_n(z)＝A_n(z)；

步骤10：将I、Q数据Z_I(k)和Z_Q(k)分别经过步骤9的广义分层格雷匹配滤波器进行匹配滤波，设定一个门限λ，当输出匹配滤波结果大于门限λ时表示同步上信号，此时的滤波器输入为导频的最后一个符号，后续全为数据部分，当输出匹配滤波结果小于等于门限λ时，表示未同步上，不存在导频。

所述步骤1中，首先构造延迟向量[D₁,D₂,…,D_N]，延迟向量为[20,2¹,…,2^N-1]的随机排列；接着构造权重向量[W₁,W₂,…,W_N]，权重向量中每一项W_k,k＝1,2,…,N，随机为1或者-1；最后规定截断位置p＝[p₁,..,p_j]，j＝1,2,…,J，J为截断个数，p_j∈{0,1,…,N-1}为截断位置；由此得到PSC码的迭代方式位：

其中，k＝0,1,…,2^N-1；n＝1,2,…,N，表示迭代次数；对于n∈p，令b_n(k)＝a_n(k)，第N次迭代的序列之一就是PSC码，即C＝a_N(k)。

所述步骤3的计算方法为：

i(k)＝I₃(k)×2³+I₂(k)×2²+I₁(k)×2¹+I₀(k)×2⁰

q(k)＝Q₃(k)×2³+Q₂(k)×2²+Q₁(k)×2¹+Q₀(k)×2⁰

其中k＝0,1,…,2^N-1，D_Q(-1)＝D_Q(-2)＝D_I(-1)＝0，i,j为0至15的整数，两个整数作为索引选择基带波形s_i(k),s_j(k)，即为I、Q两路数据经过FQPSK调制后的基带波形。

所述步骤4中基带波形为：

s₈(t)＝-s₀(t),s₉(t)＝-s₁(t),s₁₀(t)＝-s₂(t),s₁₁(t)＝-s₃(t),

s₁₂(t)＝-s₄(t),s₁₃(t)＝-s₅(t),s₁₄(t)＝-s₆(t),s₁₅(t)＝-s₇(t)。

其中T_s表示一个符号周期，A表示幅度。

所述步骤10中门限λ的取值根据信道条件进行修改，通过多次实际采数，得到匹配滤波相关峰范围，λ设定为实测相关峰最小值的一半。

本发明的有益效果在于由于在调制方式上采用了FQPSK调制的方式，提高了频谱利用率，能够更好的节省频谱资源。在导频的设计上采用了广义分层格雷序列，在匹配滤波时能够大大节省抽头数量，减少对硬件资源的消耗。同时根据FQPSK调制的特点，先采用平均波形匹配滤波，再采用广义分层格雷匹配滤波，实现了经过FQPSK调制的广义分层格雷序列的导频搜索。

附图说明

图1为导频部分发送和接收处理示意图。

图2为导频部分发送和接收处理示意图。

图3为FQPSK交叉相关运算示意图。

图4为FQPSK8种基带波形示意图。

图5为广义分层格雷匹配滤波器示意图。

图6为经过FQPSK调制后的PSC码广义分层格雷匹配滤波结果示意图。

图7为未经过FQPSK调制后的PSC码广义分层格雷匹配滤波结果示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

根据本发明所属基于广义分层格雷匹配滤波器的FQPSK调制帧同步方法，以导频长度为256为例，本发明提供了基于广义分层格雷匹配滤波器的FQPSK调制帧同步方法，导频部分发送端处理如图1所示，接收端处理如图2所示，具体实施方式如下：

步骤一：导频为长度为256的PSC码C。首先构造延迟向量[D₁,D₂,…,D₈]，延迟向量为[2⁰,2¹,…,2⁷]的随机排列；接着构造权重向量[W₁,W₂,…,W₈]，权重向量中每一项W_k,k＝1,2,…,N，随机为1或者-1；最后规定截断位置p＝[p₁,..,p_j]，j＝1,2,…,J，J为截断个数，p_j∈{0,2,…,2^N-1}为截断位置。在实际使用中延迟向量、权重向量和截断位置通常通过遍历，找到一个相关性最好的组合，本例中选取的延迟向量为[128,64,16,32,8,1,4,2],权重向量为[1,-1,1,1,1,1,1,1]，截断位置p＝[4,6]，由此得到PSC码的迭代方式：

其中，k＝0,1,…,255；n＝1,2,…,8。令b₄(k)＝a₄(k)，b₆(k)＝a₆(k)。第8次迭代的序列之一就是PSC码，即C＝a₈(k)。

步骤二：I、Q路数据为相同的PSC码，但是Q路比I路延迟一个比特，Q路第一个比特为1，即d_Q(0)＝1，d_I(k)＝d_Q(k+1)＝C(k),d_I(k),d_Q(k)∈{-1，1}表示C中第k项，k＝0,1,…,255。根据公式D_I(k)＝(1-d_I(k))/2，D_Q(k)＝(1-d_Q(k))/2，将非归零码转变为归零码，D_I(k),D_Q(k)∈{0，1}。

步骤三：对I、Q两路数据D_I(k),D_Q(k)进行交叉相关运算，如图3所示，计算方法为：

i(k)＝I₃(k)×2³+I₂(k)×2²+I₁(k)×2¹+I₀(k)×2⁰

q(k)＝Q₃(k)×2³+Q₂(k)×2²+Q₁(k)×2¹+Q₀(k)×2⁰

其中k＝0,1,…,255，D_Q(-1)＝D_Q(-2)＝D_I(-1)＝0，i,j为0至15的整数，这两个整数作为索引选择基带波形s_i(k),s_j(k)即为I、Q两路数据经过FQPSK调制后的基带波形。

步骤四：下面给出16种FQPSK调制的基带波形，前8种波形如图4所示，其中T_s表示一个符号周期，令T_s＝2，A表示幅度，这里令A＝1：

s₈(t)＝-s₀(t),s₉(t)＝-s₁(t),s₁₀(t)＝-s₂(t),s₁₁(t)＝-s₃(t),

s₁₂(t)＝-s₄(t),s₁₃(t)＝-s₅(t),s₁₄(t)＝-s₆(t),s₁₅(t)＝-s₇(t)。

步骤五：完成FQPSK调制后的导频信号如公式

S_FQPSK(t)＝I_s(t)cosω₀t-Q_s(t)sinω₀t，其中

ω₀为载波频率，

为采样函数。

接收端平均波形匹配滤波和广义分层格雷匹配滤波检测主要包括以下步骤：

步骤六：接收到的FQPSK信号为R_FQPSK(t)，对接收到的信号去载波得到I路和Q路数据I_r(t)和Q_r(t)，其中I_r(t)＝R_FQPSK(t)cosω₀t，Q_r(t)＝-R_FQPSK(t)sinω₀t。

步骤七：构造检测滤波函数

步骤八：进行平均波形匹配滤波得到I路和Q路的粗略符号信息Z_I(k)和Z_Q(k)，

步骤九：对PSC码的迭代方式做Z变换得到广义分层格雷匹配滤波器，滤波器结构如图5所示，表示为

其中对于n∈p令B_n(z)＝A_n(z)。

步骤十：把I、Q数据Z_I(k)和Z_Q(k)分别经过广义分层格雷匹配滤波器进行匹配滤波，设定一个合适的门限λ，当输出匹配滤波结果大于门限λ时，此时的滤波器输入为导频的最后一个符号，后续全为数据部分。图6为Z_I(k)经过广义分层格雷匹配滤波器后的滤波结果，图7为未经FQPSK调制的PSC码经过广义分层格雷匹配滤波器后的滤波结果，可以看出，Z_I(k)在通过广义分层格雷匹配滤波器后有明显相关峰，但性能与FQPSK调制前相比略有下降。

Claims (5)

1.一种基于广义分层格雷匹配滤波器的FQPSK调制帧同步方法，其特征在于包括下述步骤：

发送端导频构造和FQPSK调制包括以下步骤：

步骤1：导频为长度为2^N的PSC码C，N为整数；

步骤2：I、Q路数据为相同的PSC码，但是Q路比I路延迟一个比特，Q路第一个比特为1，即d_Q(0)＝1，d_I(k)＝d_Q(k+1)＝C(k),d_I(k),d_Q(k)∈{-1，1}表示C中第k项，k＝0,1,…,2^N-1，根据公式D_I(k)＝(1-d_I(k))/2，D_Q(k)＝(1-d_Q(k))/2，将非归零码转变为归零码，D_I(k),D_Q(k)∈{0，1}；

步骤3：对I、Q两路数据D_I(k),D_Q(k)进行交叉相关运算；

步骤4：给出16种FQPSK调制的基带波形；

步骤5：完成FQPSK调制后的导频信号为S_FQPSK(t)＝I_s(t)cosω₀t-Q_s(t)sinω₀t，其中

ω₀为载波频率，

为采样函数；

接收端平均波形匹配滤波和广义分层格雷匹配滤波检测包括以下步骤：

步骤6：接收到的FQPSK信号为R_FQPSK(t)，对接收到的信号去载波得到I路和Q路数据I_r(t)和Q_r(t)，其中I_r(t)＝R_FQPSK(t)cosω₀t，Q_r(t)＝-R_FQPSK(t)sinω₀t；

步骤7：构造检测滤波函数

i取值为0,1，…,7；

步骤8：进行平均波形匹配滤波得到I路和Q路的粗略符号信息Z_I(k)和Z_Q(k)，

步骤9：对PSC码的迭代方式做Z变换得到广义分层格雷匹配滤波器表示为：

其中对于n∈p令B_n(z)＝A_n(z)；

步骤10：将I、Q数据Z_I(k)和Z_Q(k)分别经过步骤9的广义分层格雷匹配滤波器进行匹配滤波，设定一个门限λ，当输出匹配滤波结果大于门限λ时表示同步上信号，此时的滤波器输入为导频的最后一个符号，后续全为数据部分，当输出匹配滤波结果小于等于门限λ时，表示未同步上，不存在导频。

2.根据权利要求1所述的一种基于广义分层格雷匹配滤波器的FQPSK调制帧同步方法，其特征在于：

所述步骤1中，首先构造延迟向量[D₁,D₂,…,D_N]，延迟向量为[2⁰,2¹,…,2^N-1]的随机排列；接着构造权重向量[W₁,W₂,…,W_N]，权重向量中每一项W_n,n＝1,2,…,N，随机为1或者-1；最后规定截断位置p＝[p₁,..,p_j]，j＝1,2,…,J，J为截断个数，p_j∈{0,1,…,N-1}为截断位置；由此得到PSC码的迭代方式位：

其中，k＝0,1,…,2^N-1；n＝1,2,…,N，表示迭代次数；对于n∈p，令b_n(k)＝a_n(k)，第N次迭代的序列之一就是PSC码，即C＝a_N(k)。

3.根据权利要求1所述的一种基于广义分层格雷匹配滤波器的FQPSK调制帧同步方法，其特征在于：

所述步骤3的计算方法为：

i(k)＝I₃(k)×2³+I₂(k)×2²+I₁(k)×2¹+I₀(k)×2⁰

q(k)＝Q₃(k)×2³+Q₂(k)×2²+Q₁(k)×2¹+Q₀(k)×2⁰

其中k＝0,1,…,2^N-1，D_Q(-1)＝D_Q(-2)＝D_I(-1)＝0，i,j为0至15的整数，两个整数作为索引选择基带波形s_i(k),s_j(k)，即为I、Q两路数据经过FQPSK调制后的基带波形。

4.根据权利要求1所述的一种基于广义分层格雷匹配滤波器的FQPSK调制帧同步方法，其特征在于：

所述步骤4中基带波形为：

s₀(t)＝A

s₈(t)＝-s₀(t),s₉(t)＝-s₁(t),s₁₀(t)＝-s₂(t),s₁₁(t)＝-s₃(t)

s₁₂(t)＝-s₄(t),s₁₃(t)＝-s₅(t),s₁₄(t)＝-s₆(t),s₁₅(t)＝-s₇(t)

其中T_s表示一个符号周期，A表示幅度。

5.根据权利要求1所述的一种基于广义分层格雷匹配滤波器的FQPSK调制帧同步方法，其特征在于：

所述步骤10中门限λ为滤波相关峰最小值的一半。

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