CN112953275A - 一种减小模块化多电平变换器子模块电容电压波动的均压控制方法 - Google Patents

一种减小模块化多电平变换器子模块电容电压波动的均压控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种减小模块化多电平变换器子模块电容电压波动的均压控制方法。该方法通过排序子模块电容电压和电容电压波动与监督具有最大充电能力的门极驱动信号，实现减小子模块电容电压波动，达到子模块电容电压均衡的目的。本发明方法在保证模块化多电平变换器输出电压、传输功率等换流器外部特性不变的条件下，显著减小模块化多电平变换器桥臂子模块电容电压波动和子模块电容电压应力差异，降低了子模块电容选型要求，保证了模块化多电平变换器的稳定运行。

Description

一种减小模块化多电平变换器子模块电容电压波动的均压控 制方法
技术领域
本发明属于电力电子控制技术领域，具体涉及一种减小模块化多电平变换器子模块电容电压波动的均压控制方法。
背景技术
随着可再生能源发电、轨道交通电气化和大数据中心的迅猛发展，中压直流配电系统引起了广泛的研究兴趣。DC-DC变换器又称直流变压器，是连接不同电压等级的直流电网或将中压直流(MVDC)转换为低压直流(LVDC)电压供电的重要装置。
相比于传统的模块化、易于控制的基于串联输出并联输出(ISOP)拓扑结构的MVDC/LVDC变换器，模块化多电平谐振变换器的子模块的模块化多级结构具有良好的模块化和灵活性，适用于扩展输入电压和额定功率，集中式大功率变压器具有隔离绝缘设计难度低，功率密度高和易于制造等特点，谐振式结构可以实现全负载范围下子模块功率器件软开关，因此模块化多电平变换器拓扑在中压直流供电(MVDC)具有广泛应用前景。
子模块电容电压平衡是模块化多电平变换器稳定运行的重要条件。相比于柔性直流输电(HVDC)中低频模块化多电平变换器(MMC)使用的电压平衡方法，模块化多电平变换器运行在高开关频率和采样频率条件下，单个周期桥臂子模块仅开关一次，子模块电压仅采样一次，对子模块电容电压的平衡控制制造难度，同时实际运行的控制延迟和适用于宽范围直流输入电压的调制方式使得子模块电容承受着较大的电压波动。因此，子模块电容电压平衡是影响变换器稳定运行的重要因素。
当模块化多电平变换器上子模块电容电压波动幅度大时，一方面可以排序子模块电容电压和门极驱动信号来平衡子模块电容电压，另一方面可以通过增大子模块电容来吸收更多的电容电压波动。显然，前者成本较低，无需升级硬件，是降低模块化多电平子模块电容电压波动的主要手段。
发明内容
鉴于上述，本发明提供了一种减小模块化多电平变换器子模块电容电压波动的均压控制方法。本发明通过排序子模块电容电压和电容电压波动和监督具有最大充电能力的门极驱动信号，有效减小子模块电容电压波动，达到子模块电容电压均衡的目的。本发明方法在保证模块化多电平变换器传输功率不变，维持低压直流侧输出电压恒定的条件下，显著降低桥臂子模块电容电压波动和减小子模块电容电压应力差异，保证了模块化多电平变换器的稳定与可靠运行。
本发明的技术方案如下：所述的模块化多电平变换器由模块化多电平电路、谐振腔、输出整流电路组成；其中模块化多电平电路可由一相、两相或三相组成，每相分为上、下两个桥臂，每个桥臂由N个结构相同的半桥子模块和一个桥臂电感串联而成，模块化多电平电路交流输出端经过谐振腔连接至输出整流电路；输出整流电路为全桥整流电路、半桥整流电路、倍压整流电路或是基于模块化多电平结构的电路；
所述的均压控制方法在单个控制周期中的具体实现步骤包括：
1)根据模块化多电平电路输入直流电压Vin，确定桥臂上驱动信号占空比为100％的子模块数为K个，占空比为50％的子模块数为N–K个；
2)收集模块化多电平电路的桥臂上N个子模块电容电压vr1～vrN，并计算相邻两个控制周期电容电压采样值的偏差量Δvri＝vri-vri_pre，其中i为桥臂子模块编号1,2,3,…,N，r代表模块化多电平的桥臂，vri_pre表示上一控制周期保存的子模块电容电压的采样值；
3)分别排序子模块电容电压vr1～vrN和子模块电容电压偏差量Δvr1～ΔvrN；
4)根据子模块电容电压vr1～vrN和子模块电容电压偏差量Δvr1～ΔvrN的排序结果，重新分配当前控制预输出的子模块门极驱动信号G0(i)；
5)根据从子模块电容电压采样到控制输出的延迟周期数l，检查当前控制周期分配了100％占空比的模块在前l+1个控制周期的驱动信号占空比，重新分配当前控制预输出的子模块门极驱动信号G0(i)。
本发明通过排序桥臂子模块电容电压和电容电压波动并监督分配门极驱动信号，实现了减小子模块电容电压波动，均衡子模块电容电压。
作为本发明的优选方案，步骤1)中，根据直流输入电压Vin，确定K个占空比为100％和N-K个占空比为50％的门极驱动信号，具体为：控制N-K个占空比为50％的桥臂子模块间的延时和保持K个子模块占空比为100％，在模块化多电平电路交流侧输出幅值可变的交流波形，所述的交流波形包括方波、准方波、梯形波和三角波等，其中，100％占空比代表子模块整个控制周期持续投入，意味着该门极驱动信号具有最大的充电能力。
作为本发明的优选方案，步骤4)中根据vr1～vrN和Δvr1～ΔvrN的排序结果，重新分配当前控制预输出的子模块门极驱动信号G0(i)，具体为：
记G0(i)为当前控制预输出的子模块门极驱动信号，G1(i)为1个控制周期前输出的子模块门极驱动信号，以此类推，Gm(i)为上m个周期前输出的子模块门极驱动信号；
考虑实际控制延时问题，从采样子模块电容电压到控制输出门极驱动信号G0(i)存在l个周期延迟，当前控制周期记录的子模块电容电压波动值是由上l+1个周期前的门极驱动信号Gl+1(i)造成；因此，根据两组排序结果执行信号分配：将l+1周期前子模块电容电压波动Δvri较大的门极驱动信号Gl+1(i)按次序分配给当前周期电容电压较小子模块的门极驱动信号G0(i)，同时将l+1周期前子模块电容电压波动Δvri较小门极驱动信号Gl+1(i)按次序分配给当前周期电容电压较大的子模块的门极驱动信号G0(i)。
作为本发明的优选方案，步骤5)中重新分配子模块门极驱动信号G0(i)，具体为：监督当前周期分配了100％占空比门极驱动信号的子模块，如果在前l+1个周期没有分配过100％占空比的门极驱动信号，则驱动信号不做调整；如果在前l+1个周期内分配过一次或多次100％占空比的门极驱动信号，那么将该子模块门极驱动信号和当前周期电容电压较小且前l+1个周期内都没有分配过100％占空比门极驱动信号的子模块驱动信号进行互换，以保证子模块不会被连续分配100％占空比，避免子模块电容连续被充放电而导致电容电压波动较大。
附图说明
图1为模块化多电平变换器拓扑结构图。
图2为半桥子模块的工作模态图。
图3为模块化多电平变换器的一种典型的调制原理图。
图4为具有不同驱动信号延时的子模块电容电压波动图。
图5为有监督的子模块电容电压平衡控制方法程序流程图。
图6为模块化多电平谐振变换器实际控制系统的控制时序图。
图7为本发明所提方法减小子模块电容电压波动的均压控制效果图。
具体实施方式
为了更加具体清晰地描述本发明提出的方法，下面结合附图及实际案例对本发明的技术实施方案进行详细说明。
如图1所示，一个经典的单相模块化多电平变换器由模块化多电平电路、LLC谐振电路、中高频隔离变压器和输出整流电路组成。其中，模块化多电平电路可由一相、两相或三相组成，每相分为上、下两个桥臂，每个桥臂由N个结构相同的半桥子模块和一个桥臂电感串联而成，上、下桥臂电感采用耦合绕制方式，绕制在同一个磁芯上，可以保证上下桥臂电感量的相等，并使桥臂电感在交流侧等效电感量为零，实现桥臂电感和LLC谐振电感的解耦设计。LLC谐振单元由谐振电容、变压器漏感和励磁电感组成。变压器副边接全桥整流电路，可以降低单个开关器件的电压、电流应力。输出整流电路可以是全桥整流电路、半桥整流电路、倍压整流电路或是基于模块化多电平结构的电路。
如图2所示，模块化多电平电路采用半桥子模块，每一个半桥子模块由两个开关管及其反并二极管和直流电容组成，开关管可以是功率MOSFET或IGBT。半桥结构子模块电容电压以两种方式投入桥臂。一种是子模块以50％占空比投入，称为半投入，另一种子模块以100％占空比投入，称为全投入。
如图3所示，模块化多电平谐振变换器采用了一种准方波调制策略。根据直流输入电压Vin，确定K个占空比为100％和N-K个占空比为50％的门极驱动信号：控制N-K个占空比为50％的桥臂子模块间的微小延时和保持K个子模块占空比为100％，可以在模块化多电平电路交流侧输出幅值可变的交流波形，如方波、准方波、梯形波和三角波等。其中，100％占空比代表子模块整个控制周期持续投入，意味着该门极驱动信号具有最大的充电能力。
如图4所示，根据前述的模块化多电平电路调制方式，桥臂子模块的门极驱动信号存在微小的相位差，在各自的导通时间内对应的子模块电容电荷变化量不同，子模块电容在一个开关周期内会有充放电差异。若保持门极驱动信号的相位一直不变，那么各子模块对应的单周期电荷净变化量不变，子模块电容电压不收敛，影响系统运行的稳定性。
针对上述问题，如图5所示，本发明提出了一种减小模块化多电平电路子模块电容电压波动的均压控制方法，通过排序子模块电容电压和电容电压波动和监督具有最大充电能力的门极驱动信号，实现减小子模块电容电压波动，达到子模块电容电压均衡的目的。如图5所示，子模块具体实现步骤为：
第一步，根据直流输入电压Vin，确定K个占空比为100％和N-K个占空比为50％的门极驱动信号，其特征在于：所述模块化多电平电路采用一种典型的调制方式，其特征在于：控制N-K个占空比为50％的桥臂子模块间的微小延时和保持K个子模块占空比为100％，可以在模块化多电平电路交流侧输出幅值可变的交流波形，如方波、准方波、梯形波和三角波等。其中，K是指在整个控制周期持续投入的子模块数，100％占空比全周期持续投入意味着该门极驱动信号具有最大的充电能力。
第二步，收集模块化多电平电路的桥臂上N个子模块电容电压vr1～vrN，并计算两轮电容电压采样值的偏差量Δvri＝vri-vri_pre，(i＝1,2,3,…,N)，其中i为桥臂子模块编号1,2,3,…,N，r代表模块化多电平的桥臂，vri_pre表示上一控制周期保存的子模块电容电压的采样值；
第三步，分别排序子模块电容电压vr1～vrN和子模块电容电压偏差量Δvr1～ΔvrN；
第四步，如图6所示，考虑实际控制延时问题，从采样子模块电容电压到控制输出门极驱动信号G0(i)存在l个周期延迟，当前控制周期记录的子模块电容电压波动值是由l+1个周期前的门极驱动信号Gl+1(i)造成。因此，根据两组排序结果执行信号分配：将子模块电容电压波动较大的模块在l+1个周期前的驱动信号Gl+1(i)中充电能力较强的按照次序分配给当前周期电容电压较小的子模块，同理将l+1个周期前的驱动信号Gl+1(i)中放电能力较强的的门极信号分配给当前周期电容电压较大的子模块。
第五步，根据从子模块电容电压采样到控制输出的延迟周期数l，监督当前周期分配了100％占空比驱动信号的子模块，如果在前l+1个周期内没有分配过100％占空比的驱动信号，则驱动信号不做调整；如果在前l+1个周期内分配过一次或多次100％占空比驱动信号，那么将该子模块驱动信号和当前周期电容电压较小且前l+1个周期内都没有分配100％占空比驱动信号的子模块驱动信号进行互换，以保证子模块不会被连续分配100％占空比，避免子模块电容连续被充放电而导致电容电压波动较大。
为了展示本发明所提出的一种减小模块化多电平电路子模块电容电压波动的均压控制方法的实施效果，在PLEC电气仿真软件中搭建了仿真模型进行验证。仿真模型主要参数如表1所示：
表1
本发明设计参数
直流输入电压 12kV
直流输出电压 375V
额定输出功率 60kW
单个桥臂子模块个数N 18
持续投入子模块数K 3
桥臂电感 500μH
变压器变比 12:1
变压器漏感 600μH
变压器励磁电感 10mH
谐振电容 293nF
谐振频率 12kHz
根据本发明所提出的模块化多电平子模块电容电压均压控制方法，图7展示了当直流输入电压为12kV时，对应的持续投入子模块数K＝3。当t<3.0ms，模块化多电平谐振变换器运行在传统的子模块电容电压均压控制方法下，单个子模块被连续多周期以最大充电能力充电，此时电容电压波动ΔV＝65V，占子模块电容电压的11.3％，严重影响了模块化多电平谐振变换器的正常运行。当t＝3.0ms，使用本发明所提出的减小模块化多电平谐振变换器子模块电容电压波动的均压控制方法后，子模块电容电压基本避免了多周期连续充电的现象，子模块电容电压波动幅值ΔV＝25V，减小了61.5％，有效降低了子模块电容电压波动，保证了模块化多电平谐振变换器的稳定运行。

Claims (4)

1.一种减小模块化多电平变换器子模块电容电压波动的均压控制方法，其特征在于：
所述的模块化多电平变换器由模块化多电平电路、谐振腔、输出整流电路组成；其中模块化多电平电路可由一相、两相或三相组成，每相分为上、下两个桥臂，每个桥臂由N个结构相同的半桥子模块和一个桥臂电感串联而成，模块化多电平电路交流输出端经过谐振腔连接至输出整流电路；输出整流电路为全桥整流电路、半桥整流电路、倍压整流电路或是基于模块化多电平结构的电路；
所述的均压控制方法在单个控制周期中的具体实现步骤包括：
1)根据模块化多电平电路输入直流电压Vin，确定桥臂上驱动信号占空比为100％的子模块数为K个，占空比为50％的子模块数为N–K个；
2)收集模块化多电平电路的桥臂上N个子模块电容电压vr1～vrN，并计算相邻两个控制周期电容电压采样值的偏差量Δvri＝vri-vri_pre，其中i为桥臂子模块编号1,2,3,…,N，r代表模块化多电平的桥臂，vri_pre表示上一控制周期保存的子模块电容电压的采样值；
3)分别排序子模块电容电压vr1～vrN和子模块电容电压偏差量Δvr1～ΔvrN；
4)根据子模块电容电压vr1～vrN和子模块电容电压偏差量Δvr1～ΔvrN的排序结果，重新分配当前控制预输出的子模块门极驱动信号G0(i)；
5)根据从子模块电容电压采样到控制输出的延迟周期数l，检查当前控制周期分配了100％占空比的模块在前l+1个控制周期的驱动信号占空比，重新分配当前控制预输出的子模块门极驱动信号G0(i)。
2.根据权利要求1所述的减小模块化多电平谐振变换器子模块电容电压波动的均压控制方法，其特征在于，步骤1)中，根据直流输入电压Vin，确定K个占空比为100％和N-K个占空比为50％的门极驱动信号，具体为：控制N-K个占空比为50％的桥臂子模块间的延时和保持K个子模块占空比为100％，在模块化多电平电路交流侧输出幅值可变的交流波形，所述的交流波形包括方波、准方波、梯形波和三角波，其中，100％占空比代表子模块整个控制周期持续投入。
3.根据权利要求1所述的减小模块化多电平谐振变换器子模块电容电压波动的均压控制方法，其特征在于，步骤4)中根据vr1～vrN和Δvr1～ΔvrN的排序结果，重新分配当前控制预输出的子模块门极驱动信号G0(i)，具体为：
记G0(i)为当前控制预输出的子模块门极驱动信号，G1(i)为1个控制周期前输出的子模块门极驱动信号，以此类推，Gm(i)为上m个周期前输出的子模块门极驱动信号；
考虑实际控制延时问题，从采样子模块电容电压到控制输出门极驱动信号G0(i)存在l个周期延迟，当前控制周期记录的子模块电容电压波动值是由上l+1个周期前的门极驱动信号Gl+1(i)造成；因此，根据两组排序结果执行信号分配：将l+1周期前子模块电容电压波动Δvri较大的门极驱动信号Gl+1(i)按次序分配给当前周期电容电压较小子模块的门极驱动信号G0(i)，同时将l+1周期前子模块电容电压波动Δvri较小的门极驱动信号Gl+1(i)按次序分配给当前周期电容电压较大子模块的门极驱动信号G0(i)。
4.根据权利要求1所述减小模块化多电平谐振变换器子模块电容电压波动的均压控制方法，其特征在于，步骤5)中重新分配子模块门极驱动信号G0(i)，具体为：监督当前周期分配了100％占空比门极驱动信号的子模块，如果在前l+1个周期没有分配过100％占空比的门极驱动信号，则驱动信号不做调整；如果在前l+1个周期内分配过一次或多次100％占空比的门极驱动信号，那么将该子模块门极驱动信号和当前周期电容电压较小且前l+1个周期内都没有分配过100％占空比门极驱动信号的子模块驱动信号进行互换。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN115549485A (zh) * 2022-10-12 2022-12-30 中南大学 一种模块化直流变压器拓扑及其控制方法
CN115549485B (zh) * 2022-10-12 2024-03-12 中南大学 一种模块化直流变压器拓扑及其控制方法

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