CN112929024B

CN112929024B - 一种快速延时信号相消滤波方法

Info

Publication number: CN112929024B
Application number: CN202110139326.2A
Authority: CN
Inventors: 李希年; 姜保红; 华臻; 郭文; 孙静
Original assignee: Shandong Technology and Business University
Current assignee: Shandong Technology and Business University
Priority date: 2021-02-01
Filing date: 2021-02-01
Publication date: 2022-04-08
Anticipated expiration: 2041-02-01
Also published as: CN112929024A

Abstract

本发明公开了一种快速延时信号相消滤波方法，将目标谐波划分为具有一定频率变化规律的子谐波；依据其数学表达式，确定延时系数n与滤波参数m，通过构建矢量三角形消除该子谐波；将不同的延时算子级联，则可以抑制所有目标谐波。本方法可以在电网电压严重畸变的情况下快速消除目标谐波，准确提取基波电压分量。较传统延时相消法，本方法的滤波时间短，具有更强的滤除谐波的能力。

Description

一种快速延时信号相消滤波方法

技术领域

本发明涉及并网发电领域，尤其涉及一种快速延时信号相消滤波方法。

背景技术

锁相环广泛用于估算电网电压的幅值与相角等同步信息，是并网发电等的关键技术之一。然而电网背景谐波影响基波电压分量的准确提取，导致锁相偏差。因此，有效滤除谐波是锁相环准确并网的重要前提条件。

现有滤波技术主要分为两类：

第一类是环路滤波器，位于锁相环闭环内部、鉴相器之后，此时电网电压中主要的奇次谐波经过鉴相器后均已变为偶次谐波。环路滤波器的优势在于其具有较强的抑制偶次谐波的能力，但所引入的相位延迟会减小闭环带宽、增大系统调节的时间。

第二类是前置滤波法，顾名思义是设置在锁相环闭环控制之前，通常位于abc自然坐标系，提取基波电压作为锁相环的输入，不会影响系统的闭环性能。因此，该方法更受欢迎。延时信号相消(delayed signal cancellation，DSC)是一种典型的前置滤波方法。基于交流电压的周期性，其利用二分之一谐波周期的延时抵消谐波干扰。但是，单一延时算子消除谐波的能力有限，需要将多个不同的延时算子级联方能消除所有目标谐波，然而这增大计算量并导致较大的滤波延迟，影响系统的动态性能。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种快速延时信号相消滤波方法，提高系统的动态性能。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

一种快速延时信号相消滤波方法，包括以下步骤：

S1、电网电压采样，获得t时刻的瞬时电压u(t)，所述瞬时电压由基波分量u₁(t)、目标谐波u_h(t)和其它高次谐波u_other(t)叠加而成，即u(t)＝u₁(t)+u_h(t)+u_other(t)；

S2、将目标谐波u_h(t)分解为若干个可以用一阶数学表达式描述的目标子谐波u_i(t)，u_h(t)＝∑u_i(t)；

S3、计算并确定至少一个目标子谐波u_i(t)所对应的快速延时信号相消算子：

FDSC(m_i,n_i)＝u(t-2T/n_i)-m_i×u(t-T/n_i)

上式中，u(t-T/n_i)与u(t-2T/n_i)为两个滞后时刻的采样电压，T为已知的基波周期，n_i与m_i分别为快速延时信号相消算子的延时系数与滤波参数，且两者满足以下条件：

u_i(t)+u_i(t-2T/n_i)＝m_i×u_i(t-T/n_i)；

S4、计算得到滤除至少一个子谐波后的采样电压，其时域表达式如下：

在上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下改进。

优选地，目标子谐波均能用h＝λk±l(λ＝1，2，3…，k，l＝0，1，2…)形式的一阶数学表达式表示，相应快速延时相消算子的参数为n_i＝λ，m_i＝2cos(2lπ/λ)。对于某单一谐波分量h₁，延时系数n可以取任意值(n≠0)，为了减少滤波延时，n取值应小于对应目标子谐波周期的1/2，滤波参数m＝2cos(2h₁π/n)。

优选地，依次计算并确认步骤S2中分解得到的每个目标子谐波对应的快速延时信号相消算子的延时系数n_i与滤波参数m_i，并逐个级联，则消除所有目标谐波u_h(t)。

与现有技术相比，本发明具有如下技术效果：

1、本发明提供的方案可以基于任意较小延时构造矢量三角形消除目标谐波。具体来讲，两个快速延时信号相消算子可以消除电网中主要的h＝6k±1低次谐波，而传统的DSC需要利用1/2谐波周期的延时抵消谐波。由此，本发明提供方案的滤波时间明显短于传统延时相消法，大幅提高了系统的动态性能。

2、本发明所公开的滤波方法可以根据电网电压的实际畸变情况灵活配置，从而消除所有谐波干扰；

3、将三相系统的每一相看做单相系统，则本发明亦适用于三相系统的滤波。

附图说明

图1a为本发明的快速延时信号相消滤波法的原理图；

图1b为基于图1a构造的矢量三角形示意图；

图2为实施例中FDSC

的矢量图；

图3为实施例中FDSC(2cos(π/12)，24)的矢量图；

图4为基于本发明的增强型锁相环EPLL的原理图；

图5为谐波畸变时FDSC-1EPLL的实验结果；

图6为电压暂降时FDSC-1EPLL的实验结果；

图7为同时触发频率偏移、谐波畸变与电压暂降时FDSC-1EPLL的实验结果；

图8为同时触发频率偏移、谐波畸变与电压暂升时FDSC-1EPLL的实验结果；

图9为本发明的流程示意图。

附图5-8中各标号的物理量为：1、电网采样电压波形；2、滤波后的电压波形；3、基波电压相角；4、电压基波频率；5、基波电压幅值。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

图1a为FDSC(m_i，n_i)的矢量原理图，其中的u(t)为当前时刻电压，u(t-T/n_i)与u(t-2T/n_i)为两个滞后时刻的采样电压，u_i(t)为t时刻的某目标子谐波，选取m_i，满足关系式u_i(t)+u_i(t-2T/n_i)＝m_i×u_i(t-T/n_i)，则可以构造图1b所示的矢量三角形，从而消除u_i(t)。

其传递函数为

上式中，s为拉普拉斯算子。

代入s＝jhω₁，得到FDSC幅值与相角的频率响应为

FDSC(m,n)[jhω₁]＝(2cos(2hπ/n)-m)e^-j2hπ/n (2)

可以看出，当2cos(2hπ/n_i)-m_i＝0时，滤波后电压的幅值变为零，即FDSC(m_i，n_i)消除了该目标子谐波。

FDSC(m_i，n_i)的参数设置方法：对于任意h＝λk±l(λ＝1，2，3…，k，l＝0，1，2…)子谐波，将其变换为h＝λ(k±l/λ)的形式。设定延时系数n_i＝λ，则有m_i＝2cos(2lπ/λ)，从而得到

FDSC(2cos(2lπ/λ),λ)＝u(t)+u(t-2T/λ)-2cos(2lπ/λ)u(t-T/λ) (3)

其可以消除所有的h＝λk±l次目标子谐波。

实际电网电压主要含有h＝6k±1(k＝1，2，3…)次谐波，将其分解为h＝12k±5(k＝0，1，2…)，h＝24k±11(k＝0，1，2…)，h＝36k±11(k＝0，1，2…)与h＝36k±13(k＝0，1，2…)等目标子谐波。

(1)其中的5，7，17，19等h＝12k±5(k＝0，1，2…)次目标子谐波，代入n_i＝12，则有

得到FDSC

图2为其矢量图。

(2)11，13，35，37等h＝24k±11(k＝0，1，2…)次子谐波，代入n_i＝24，则有m_i＝-2cos(π/12)，得到FDSC(-2cos(π/12)，24)，图3为其矢量图。

(3)对于11，25，47等h＝36k±11(k＝0，1，2…)次谐波，设定n_i＝36，对应m_i＝-2cos(7π/18)，从而可得FDSC(2cos(7π/18)，36)

(4)对于13，23，49等h＝36k±13(k＝0，1，2…)次谐波，设定n_i＝36，对应m_i＝2cos(5π/18)，从而可得FDSC(-2cos(5π/18)，36)

经上述4个FDSC级联滤波后，电网电压中只剩余h＝72k±1(k＝1，2…)与h＝96k±1(k＝1，2…)高次谐波。实际电网电压中此类高次谐波的含量非常少，并且利用锁相环的闭环带宽亦可有效抑制，因此，将其归类为其他高次谐波，忽略不计。

图4为基于快速延时信号相消滤波的单相增强型锁相环EPLL(Enhanced PLL，增强型锁相环)原理图。由于电网电压中主要存在5，7，11，13等低次谐波，高次谐波的含量少并且利用锁相环的闭环带宽亦可有效抑制，因此，采用FDSC

与FDSC(2cos(π/12)，24)级联消除5，7，11，13，17，19等低次谐波，利用EPLL的带宽抑制可能的其他高次谐波。

实验室环境下，利用AMETEK公司的4500Ls可编程交流电源产生220V(＝1.0pu)的单相电压，基于dSPACE公司的DS1103控制平台，设计4种工况验证方法的先进性。

工况1为谐波畸变：额定单相电网电压中注入4种谐波，u_h＝0.05pu(h＝5，7，11，13)。图5为实验结果图。可以看出，FDSC可以快速消除谐波。同时，由于基波电压的幅值与相角未发生变化，因此，EPLL所估算电压的相角与频率均无波动。

工况2为电压暂降与谐波畸变：将单相电压暂降至0.5pu，并注入工况1的谐波，u_h＝0.025pu(h＝5，7，11，13)。如图6所示，基于FDSC的EPLL可以实现谐波畸变下电压暂降的准确检测，其总延时约为T/4。

工况3为频率偏移、电压暂降与谐波畸变：将基波频率突变至49Hz，基波电压暂降至0.5pu，并注入工况2的谐波，u_h＝0.025pu(h＝5，7，11，13)。

如图7所示，电网频率突变后，FDSC仍然可以准确提取基波电压分量，证明了其频率自适应滤波能力。为了消除估算频率中的高频干扰，文中EPLL采用截止频率为15Hz的二阶低通滤波器，其导致较长的动态过程。EPLL准确锁定基波频率的总延时约为5个基波周期。考虑到实际电网中存在大量的惯性负载，电力系统频率是一全局变量，不可能快速变化。因此，所估算频率在可接受范围内。

工况4为频率偏移、电压暂升与谐波畸变：将基波频率突变至51Hz，单相基波电压暂升至1.3pu，并注入工况2的谐波，u_h＝0.065pu(h＝5，7，11，13)。如图8所示，频率自适应FDSC在频率突变后仍然可以准确提取基波电压信号，确保EPLL的精确锁相。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种快速延时信号相消滤波方法，包括以下步骤：

S1、电网电压采样，获得t时刻的瞬时电压u(t)，所述瞬时电压由基波分量u₁(t)、目标谐波u_h(t)和其它高次谐波u_other(t)叠加而成：u(t)＝u₁(t)+u_h(t)+u_other(t)；

S2、将目标谐波u_h(t)分解为若干个可用一阶数学表达式描述的目标子谐波u_i(t)，

S3、构建至少一个目标子谐波u_i(t)所对应的快速延时信号相消算子；

FDSC(m_i,n_i)＝u(t-2T/n_i)-m_i×u(t-T/n_i)

上式中，u(t-T/n_i)与u(t-2T/n_i)为两个滞后时刻的采样电压，T为已知的基波周期，n_i与m_i分别为快速延时信号相消算子的延时系数与滤波参数，并且两者满足以下条件：

u_i(t)+u_i(t-2T/n_i)＝m_i×u_i(t-T/n_i)；

S4、计算得到滤除至少一个子谐波后的电压，其时域表达式如下：

2.根据权利要求1所述的快速延时信号相消滤波方法，其特征在于，所有目标子谐波均能用h＝λk±l(λ＝1，2，3…，k，l＝0，1，2，3…)形式的一阶数学表达式表示，其中n_i＝λ，m_i＝2cos(2lπ/λ)。

3.根据权利要求1或2所述的快速延时信号相消滤波方法，其特征在于，依次计算并确认步骤S2中分解得到的每个目标子谐波对应的快速延时相消算子的延时系数n_i与滤波参数m_i，并将各个算子级联，消除目标子谐波u_i(t)。