CN112928927A - 一种复合有源箝位推挽反激式dc-dc变换器 - Google Patents

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Abstract

一种复合有源箝位推挽反激式DC‑DC变换器，其电路结构由输入直流电源、输入滤波电路、复合有源箝位推挽电路、三绕组储能式变压器、具有阻断功能的整流电路、输出滤波电路、直流负载依序级联构成；通过在传统推挽电路的两个功率开关中串入一个箝位电容，构成两个复用箝位电容的复合有源箝位推挽电路，实现储能式变压器原边漏感能量的缓冲，通过在二极管整流电路串入阻断开关构成具有阻断功能的整流电路；这种变换器分别通过复合有源箝位推挽电路、具有阻断功能的整流电路控制储能式变压器能量存储和释放，实现隔离DC‑DC变换，具有电路结构简单、输入输出隔离、功率开关电压应力低、控制简单、可靠性高等优点，适用于中小容量低压高频隔离直流变换场合。

Description

一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器
技术领域：
本发明所涉及的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器，属于电力电子变换技术。
背景技术：
能源是人类赖以生存的物质条件，当今社会石油、煤、天然气等化石能源面临枯竭，并且这些化石能源的燃烧会给环境带来巨大的污染，因此新能源的发展受到了格外的重视。太阳能、风能、潮汐能等新能源具有清洁无污染、廉价、可再生等优点，开发和利用新能源越来越受到世界上各个国家的重视，这对世界经济的可持续发展具有重要意义。电力电子装置作为电能变换的核心部件，在新能源发电系统中发挥着重要作用，其中，DC-DC变换器作为电力电子装置的一个重要组成部分，主要用于实现输入输出电压隔离和电压匹配等功能，在新能源发电领域具有广泛的应用前景。
随着电力电子技术的发展，小型化、轻量化、集成化、高效率、高可靠性、宽输入电压范围DC-DC变换器已成为电力电子装置的研究热点之一。其中，传统的推挽DC-DC变换器由于结构简单、变压器双向磁化、磁芯利用率高、不需要磁复位等优点，被广泛应用于低压输入的电能变换场合，但是传统的推挽DC-DC变换器的多数为Buck型电路，难以实现宽输入电压范围的应用场合，且变压器漏感及功率回路杂散电感引起的功率开关关断电压尖峰，对于系统的变换效率、功率器件的选型及其稳定运行等方面均带来了不良影响。
因此，积极寻求一种具有更高变换效率、更宽输入电压范围、更小功率器件应力的推挽DC-DC变换器，对于电力电子装置的小型化、轻量化、集成化具有重要意义。
发明内容：
本发明的目的是提供一种高变换效率、宽输入电压范围、小功率器件应力的复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器，综合了推挽电路和有源箝位反激电路的优点。这种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器保留了推挽变压器双向磁化优点并且克服了传统推挽电路关断电压尖峰问题，同时还拥有有源箝位反激电路输入电压范围宽、可靠性高、开关损耗低、电路简洁、成本低等优点。
本发明所采用的技术方案是：一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器，其电路结构是由输入直流电源、输入滤波电路、复合有源箝位推挽电路、三绕组储能式变压器、具有阻断功能的整流电路、输出滤波电路、直流负载依序级联构成；所述的输入滤波电路由滤波电容构成或由滤波电感、滤波电容依序级联构成；所述的复合有源箝位推挽电路是在传统推挽电路的两个功率开关中串入一个箝位电容，构成两个复用箝位电容的复合有源箝位推挽电路，实现储能式变压器原边漏感能量的缓冲；所述的三绕组储能式变压器包括两个原边绕组N1和N2、一个副边绕组N3；所述的具有阻断功能的整流电路是在二极管整流电路上串入阻断开关构成；所述的输出滤波电路由滤波电容构成或由滤波电容、滤波电感依序级联构成。所述的复合有源箝位推挽电路包括带反并联二极管的第一功率开关S1、第二功率开关S2和箝位电容Cs；所述第一功率开关S1的漏极与输入滤波电容Ci的正极和第一原边绕组N1的异名端连接，所述第一功率开关S1的源极与箝位电容Cs的第一端和第二原边绕组N2的同名端连接；所述第二功率开关S2的源极与输入滤波电容Ci的负极和第二原边绕组N2的异名端连接，所述第二主功率开关S2的漏极与箝位电容Cs的第二端和第一原边绕组N1的同名端连接。所述的三绕组储能式变压器的三个绕组N1、N2、N3分别绕在三个不同磁柱上，原边绕组N1和N2所在磁柱含有气隙，副边绕组N3所在磁柱不含气隙，储能式变压器的能量存储是由N1和N2所在磁柱中的气隙实现。所述的具有阻断功能的整流电路包括二极管整流电路和阻断开关两部分，其中，二极管整流有桥式整流、全波整流两类，采用全波整流时，副边绕组N3需引出中心接头；阻断开关有三种形式和接法，其一采用1个四象限开关，直接与储能式变压器副边绕组N3串联；其二在二极管整流电路后顺向串联1个两象限开关；其三在二极管整流电路中串入2个两象限开关。
本发明是在传统推挽电路的两个功率开关中串入一个箝位电容，构成两个复用箝位电容的有源箝位电路，功率开关S2的有源箝位电路是由功率开关S1和箝位电容Cs构成，功率开关S1的有源箝位电路是由功率开关S2和箝位电容Cs构成，分别实现变压器原边N1和N2漏感能量的缓冲。本发明的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器存在DCM、CRM、CCM三种工作模式，据此提出了一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器拓扑族及其工作在CCM和DCM下的控制策略。
本发明提出的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器，能够将一种直流电压变换为负载所需的隔离稳定优质直流电，具有开关电压应力低、输入电压变化范围宽、输出与输入电气隔离、电路拓扑简洁、变换效率高、应用前景广泛等特点。
附图说明
图1.传统的推挽DC-DC变换器电路结构。
图2.本发明所提出的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器第一实施例的电路拓扑。
图3.本发明所提出的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器第二实施例的电路拓扑。
图4.本发明所提出的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器第三实施例的电路拓扑。
图5.本发明所提出的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器第四实施例的电路拓扑。
图6.本发明所提出的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器第五实施例的电路拓扑。
图7.本发明所提出的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器第一实施例工作在CRM模式下对应的各开关模态主要波形图。
图8.本发明所提出的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器第一实施例工作在CRM模式正半周期开关模态一等效电路图。
图9.本发明所提出的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器第一实施例工作在CRM模式正半周期开关模态二等效电路图。
图10.本发明所提出的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器第一实施例工作在CRM模式正半周期开关模态三等效电路图。
图11.本发明所提出的适用于所有实施例的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器工作在CRM模式下的控制框图。
图12.本发明所提出的适用于所有实施例的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器工作在DCM模式下的控制框图。
图13.本发明所提出的三绕组储能式变压器结构示意图。
图14.本发明所提出的一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器电路结构。
具体实施方式：
本发明并不仅仅限于这些实施例，本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。在下文对本发明的一些特定的细节进行了详尽的描述，对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。同时，为了更能体现本发明的特质，公知的方法、过程、流程、元件并没有做详细的描述。
下面结合说明书附图及实施例对本发明的技术方案做进一步描述。
一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器，是由输入直流电源、输入滤波电路、复合有源箝位推挽电路、三绕组储能式变压器、具有阻断功能的整流电路、输出滤波电路、直流负载依序级联构成；所述的输入滤波电路由滤波电容构成或由滤波电感、滤波电容依序级联构成；所述的复合有源箝位推挽电路是在传统推挽电路的两个功率开关中串入一个箝位电容，构成两个复用箝位电容的复合有源箝位推挽电路，实现储能式变压器原边漏感能量的缓冲；所述的三绕组储能式变压器包括两个原边绕组N1和N2、一个副边绕组N3；所述的具有阻断功能的整流电路是在二极管整流电路上串入阻断开关构成；所述的输出滤波电路由滤波电容构成或由滤波电容、滤波电感依序级联构成。
以图2所示的第一实施例电路拓扑和CRM工作模式为例，其各开关模态主要波形、等效电路、控制框图分别如图7、图8-10、图11所示。为了分析方便，先做以下合理假设和说明：①主功率开关S1、S2、二极管D1～D4和阻断开关S3均为理想器件，通态压降为零，导通关断时间忽略不计；②忽略功率MOSFET的结电容；③三绕组储能式变压器采用解耦磁集成，N1磁通并不通过N2而全部匝链至N3，N2磁通并不通过N1而全部匝链至N3，N1绕组漏感Lleak1等于N2绕组漏感Lleak2，忽略N3绕组的漏感；④箝位电容Cs容值足够大，在整个周期内电压稳定，可视为恒压源；⑤输出滤波电容值足够大，使得Uo在稳态时保持不变；⑥进行定量分析和计算时，忽略漏感的影响。
当t0时刻之前，二次侧电流iS3刚好至0。t0时刻控制电路触发S1导通，同时，S3起阻断作用，并不导通，等效电路如图8所示，iN1和iN2从零开始增加，此时原边共有两条充磁回路，Ci-S1-N2-Ci和Cs-N1-S1-Cs；从波形图中，可以明显看出，流经S1的电流为流经原边两绕组的电流之和，此阶段为变压器的储能阶段。
t1时刻，触发S1关断，此时S3开通，等效电路如图9所示。N2的漏感电流和励磁电流经回路N2-S2-Cs-N2回馈能量给电容Cs；N1的漏感电流和励磁电流经N1-Ci-S2-N1回馈能量给电容Ci；同时，励磁电流在N3中经整流管D2和D3向二次侧释放能量。
t2时刻，漏感电流下降至0，S2的反并联二极管关断，此时原边电路退出运行，励磁电流由二次侧D2、D3续流并释能，等效电路如图10所示。
t3时刻，励磁电流下降为0，同时S3关断，S2导通，t3至t6为本电路负半周的工作波形，其分析过程与正半周类似，故此处不再赘述。
为了方便地调节输出功率和工作状态，下面进行定量计算，当系统工作于CRM模式时，在t0至t1时间内，励磁电流线性上升，在t1时刻，折算至原边的励磁电流为
Figure BDA0002943223570000041
Lm为折算至N1(或N2)侧的励磁电感的感量，ton为t0至t1的时间是S1(或S2)在一个周期内的导通时间，由上式(1)可知，在整个周期内直流电源输入电流平均值为
Figure BDA0002943223570000042
根据系统的功率平衡
Figure BDA0002943223570000051
由式(3)和式(2)可求出输出电压Uo
Figure BDA0002943223570000052
根据上式(4)可以看出，在系统的其余参数都已确定的情况下，无论是改变周期T还是改变导通时间ton，都可以改变输出电压的大小。而且若在保持输出电压Uo不变的情况下，同时调节T与ton，占空比D＝ton/T是改变的。因此在诸多可以调节的占空比D中，总有一个D会使励磁电感的充磁时间等于其去磁时间，这就是系统工作在CRM模式时的占空比。
接下来计算CRM模式下的占空比D。假设一个周期后，励磁电流刚好下降至零，根据变压器的磁路等效电感为
Lm'＝2n2Lm (5)
上式(5)中Lm'为励磁电感Lm在副边N3绕组等效感量，n为匝数比，根据磁势平衡
N1ΔiN1＝N3ΔiN3 (6)
电感电流增量为
Figure BDA0002943223570000053
Figure BDA0002943223570000054
由式(6)、式(7)、式(8)得关断时间toff和临界导通下的占空比DCRM
Figure BDA0002943223570000055
Figure BDA0002943223570000056
输入输出关系为
Figure BDA0002943223570000057
由式(11)可知，在保持，占空比D为
Figure BDA0002943223570000058
由式(12)保持D的值，再根据输入Ui和输出Uo调节T的大小，就可以实现在任意电压下的CRM工作。
下面结合图11所示的控制框图对该族拓扑工作在CRM下的控制策略进行说明。如图11所示，D的值由控制器给定，只与稳态的输入输出大小有关，暂态过程D不变。这样控制的原因，是因为在D确定之后，输出电压Uo是关于T是单调的，即Uo的大小完全可以由T控制，且电路稳态时的T只有一个。所以T的值可以通过反馈和PI环节得到，S1，S2的控制信号由占空比D与反馈得到的周期为TCRM的锯齿波相截获得，其方法是先获得S1，S2的导通信号总和，再进行交错控制。S3由于和S1、S2不同时导通，因此，S3触发信号由S1和S2导通信号总和取非得到。当系统工作在CRM模式下时，为变频调制。由控制策略可以看出，在输出Uo低于参考电压时
Figure BDA0002943223570000061
由式(13)得续流时间会相对延长，系统工作在CCM模式，随着Uo的增大，续流时间减小，最终稳定在CRM模式；若输出Uo高于参考电压。由式(13)得续流时间会相对减小，而使系统工作在DCM模式，随着Uo的减小，续流时间增大，最终也稳定在CRM模式，从而实现了稳定。
下面结合图12所示的控制框图对该族拓扑工作在DCM下的控制策略进行说明。输出电压Uo和临界导通时的占空比DCRM为
Figure BDA0002943223570000062
Figure BDA0002943223570000063
在某一确定的输出电压Uo下，我们可以求得使其工作在CRM模式下周期TCRM
Figure BDA0002943223570000064
由式(14)得在输出Uo不变时，将周期T增大，D会随之减小，而续流时间不变，使电流断续，控制中采用PWM调制，使T固定为Tref并大于已知的CRM模式下的周期TCRM，即
Figure BDA0002943223570000065
因为在T确定之后，输出电压Uo关于D是单调的，即Uo的大小完全可以由D控制，且电路稳态时的D只有一个，所以D的值可以由负反馈自动生成。S1、S2的控制信号由占空比D与给定周期Tref的锯齿波相比较获得。其方法是先获得S1、S2的共同的导通信号，再进行交错控制，S3由于和S1、S2不同时导通，因此，S3触发信号由S1和S2共同的导通信号取非得到。
本电路拥有其理论的最大升压比，从电路结构可以看出，在副边输出电压较高时，储能式变压器可以通过原边主功率开关的反并联二极管进行去磁，而并不经过二次侧，输出电压的极限可由Uomax＝2nUi求出。

Claims (4)

1.一种复合有源箝位推挽反激式DC-DC变换器，其特征在于：这种变换器电路结构是由输入直流电源、输入滤波电路、复合有源箝位推挽电路、三绕组储能式变压器、具有阻断功能的整流电路、输出滤波电路、直流负载依序级联构成；所述的输入滤波电路由滤波电容构成或由滤波电感、滤波电容依序级联构成；所述的复合有源箝位推挽电路是在传统推挽电路的两个功率开关中串入一个箝位电容，构成两个复用箝位电容的复合有源箝位推挽电路，实现储能式变压器原边漏感能量的缓冲；所述的三绕组储能式变压器包括两个原边绕组N1和N2、一个副边绕组N3；所述的具有阻断功能的整流电路是在二极管整流电路上串入阻断开关构成；所述的输出滤波电路由滤波电容构成或由滤波电容、滤波电感依序级联构成。
2.根据权利要求书1所述的复合有源箝位推挽电路，其特征在于，该电路包括带反并联二极管的第一功率开关S1、第二功率开关S2和箝位电容Cs；所述第一功率开关S1的漏极与输入滤波电容Ci的正极和第一原边绕组N1的异名端连接，所述第一功率开关S1的源极与箝位电容Cs的第一端和第二原边绕组N2的同名端连接；所述第二功率开关S2的源极与输入滤波电容Ci的负极和第二原边绕组N2的异名端连接，所述第二主功率开关S2的漏极与箝位电容Cs的第二端和第一原边绕组N1的同名端连接。
3.根据权利要求书1所述的三绕组储能式变压器，其特征在于，储能式变压器的三个绕组N1、N2、N3分别绕在三个不同磁柱上，其中，原边绕组N1和N2所在磁柱含有气隙，副边绕组N3所在磁柱不含气隙，储能式变压器的能量存储是由N1和N2所在磁柱中的气隙实现。
4.根据权利要求书1所述的具有阻断功能的整流电路，其特征在于，该电路包括二极管整流电路和阻断开关两部分。其中，二极管整流有桥式整流、全波整流两类，采用全波整流时，副边绕组N3需引出中心接头；阻断开关有三种形式和接法，其一采用1个四象限开关，直接与储能式变压器副边绕组N3串联；其二在二极管整流电路后顺向串联1个两象限开关；其三在二极管整流电路中串入2个两象限开关。
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