CN112865494A - 一种直流变压器交流分布参数网络中高频振荡抑制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种直流变压器交流分布参数网络中高频振荡抑制方法，包括步骤：计算高频振荡幅值周期tHFO；由所述高频振荡幅值周期tHFO计算得到并联吸收电容Cparall；在双主动全桥变换器的开关器件上并联大小为Cparall的吸收电容。本发明能够减小电压电流高频振荡波形幅值，抑制因高频振荡而带来的直流变压器电压电流波形畸变问题；减小变压器端口电压应力，降低变压器绝缘要求；抑制因高频振荡而带来的直流变压器电磁干扰(EMI)和共模噪声(CM noise)问题，营造良好电磁环境；减小因高频振荡而带来的直流变压器高频损耗，提升直流变压器系统效率。
Description
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，特别涉及一种直流变压器交流分布参数网络中高频振荡抑制方法。
背景技术
双主动全桥变换器(Dual active bridge，DAB)电路拓扑如图1所示，其主要由原边H桥A、副边H桥D、原边移相电感B、副边移相电感C和高频隔离变压器E组成，通过控制双主动全桥变换器交流电压U1和U2之间的移相角D即可实现对传输功率大小和方向的控制。双主动全桥变换器因具有双向功率传输、软开关、电气隔离和控制灵活等优点，在机车牵引、可再生能源、储能及能源互联网等诸多领域得到广泛应用。近年来，基于碳化硅(SiC)和氮化镓(GaN)等材料的新一代宽禁带半导体器件的进步及纳米晶磁芯材料的应用，推动了DAB的高频化发展，体积及重量更小，功率密度更高。然而，SiC器件的高开关速度增加了系统的电压变化率dv/dt大小(v为所述双主动全桥变换器交流电压U1和U2)，纳米晶磁芯材料因具有较高的电导率而增加了变压器分布电容，DAB的交流侧由变压器分布电容和感性元件组成了复杂的分布参数网络，分布参数网络在dv/dt的激励下产生严重的高频振荡问题。高频振荡不仅增加了变压器端口电压应力和绝缘水平要求，产生了高频损耗，而且会恶化系统电磁环境，产生电磁干扰(EMI)和共模噪声(CM noise)，影响系统运行可靠性。
将变压器视为二端口网络即可得到经典的三电容分布参数模型，如图2所示，其中，CP表示原边耦合电容，CS表示副边耦合电容，CPS表示变压器原边和副边之间的耦合电容，Lm和Rm为原边折算的变压器励磁电感和励磁电阻，Ls和rs为副边折算的变压器漏感和绕组电阻。DAB交流侧由变压器分布参数以及移相电感组成了复杂的高阶分布参数网络，极容易在高dvdt的激励下，产生高频振荡。
现有技术方案中主要通过变压器优化设计减小变压器分布电容大小以实现高频振荡的抑制。
发明内容
针对上述问题，本发明提供一种直流变压器交流分布参数网络中高频振荡(HFO)抑制方法。
本发明的直流变压器交流分布参数网络中高频振荡抑制方法，包括步骤：
计算高频振荡幅值周期tHFO；
由所述高频振荡幅值周期tHFO计算得到并联吸收电容Cparall；
在双主动全桥变换器的开关器件上并联大小为Cparall的吸收电容。
进一步，
所述高频振荡幅值周期tHFO基于所述双主动全桥变换器中变压器分布参数计算得到。
进一步，
所述变压器分布参数包括：Cp，Cs，Cps，Lm，Rm，Ls，rs，n，
其中，
Cp是变压器原边绕组的分布电容；
Cs是变压器副边绕组的分布电容；
Cps是原副边绕组之间的跨接电容；
Lm是变压器励磁电感；
Rm是变压器励磁电阻；
Ls是折算到变压器副边的漏感；
rs折算到变压器副边的绕组电阻；
n是变压器变比。
进一步，
所述高频振荡幅值周期tHFO满足：
其中，
Lph代表原边移相电感Lph1和副边移相电感Lph2共同的感值大小；rph代表移相电感Lph1和Lph2共同的阻值大小。
进一步，
所述并联吸收电容Cparall满足：
其中，
i(t)为开关器件开通或关断时刻的电流，Udc是指Uin和Uout共同的电压大小，Uin和Uout分别为双主动全桥变换器的原边H桥和副边H桥的直流侧电压；
t0为双主动全桥变换器交流电压的变化时间，t0＝n1tHFO，n1取正整数。
进一步，
t0＝tHFO时，高频振荡幅值最小。
进一步，
所述开关器件为双主动全桥变换器的原边H桥和副边H桥中的电力电子开关器件。
进一步，
所述电力电子开关器件为绝缘栅双极型晶体管、金属-氧化物半导体场效应晶体管。
本发明的直流变压器交流分布参数网络中HFO抑制方法能够实现：(1)减小电压电流高频振荡波形幅值，抑制因高频振荡而带来的直流变压器电压电流波形畸变问题；(2)减小变压器端口电压应力，降低变压器绝缘要求；(3)抑制因高频振荡而带来的直流变压器电磁干扰(EMI)和共模噪声(CMnoise)问题，营造良好电磁环境；(4)减小因高频振荡而带来的直流变压器高频损耗，提升直流变压器系统效率。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所指出的结构来实现和获得。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1示出了根据现有技术的双主动全桥变换器电路拓扑图；
图2示出了根据本发明实施例的DAB交流侧分布参数模型图；
图3示出了根据本发明实施例的高频振荡幅值与变压器分布电容C及dv/dt之间的关系图；
图4示出了根据本发明实施例的高频振荡抑制方法的示意图；
图5示出了现有技术中DAB中变压器的原边电压波形图。
图6示出了采用本发明的高频振荡抑制方法后，DAB中变压器端口的原边电压波形图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地说明，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明采用的DAB交流侧分布参数模型如图2所示。图2中，Cp是高频变压器F原边绕组的分布电容，Cs是高频变压器F副边绕组的分布电容，Cps是原副边绕组之间的跨接电容，Lm是变压器励磁电感，Rm是变压器励磁电阻，Ls是折算到变压器副边的漏感，rs折算到变压器副边的绕组电阻，n是变压器变比。
通过图2的分布参数模型，可推导出高频振荡幅值VSA与变压器分布电容C及dv/dt之间的函数关系如式(1)所示：
式(1)中，
其中，t0为双主动全桥变换器交流电压U1和U2的变化时间，电压变化时间；iL(0_)为原边移相电感Lph1和副边移相电感Lph2共同的初始电流，UC(0_)为分布电容Cp和Cs共同的初始电压，iL(0_)和UC(0_)中下划线是负号，代表初始值；Lph代表原边移相电感Lph1和副边移相电感Lph2共同的感值大小；rph代表移相电感Lph1和Lph2共同的阻值大小；Udc是指Uin和Uout共同的电压大小，Uin和Uout分别为DAB的原边H桥和副边H桥的直流侧电压。
图3示出了高频振荡幅值与变压器分布电容C及dv/dt之间的关系图，其中，箭头G代表减小dv/dt的方法，箭头H代表同时减小dv/dt和变压器分布电容C的方法，箭头I代表减小变压器分布电容C的方法。由图3可知：
1)传统的减小变压器分布电容C以抑制高频振荡的方法不适用于高dv/dt的场合。
2)减小dv/dt以抑制高频振荡的方法不适用于高分布电容的场合。
3)高频振荡幅值与变压器分布电容C及dv/dt之间具有复杂的非线性关系。
随着近年来高速开关器件在DAB中的使用，使系统产生了很高的dv/dt，DAB中的高频振荡问题是一个不可避免且亟需解决的问题，但本发明可提供存在多组最佳分布电容和dv/dt可以使得高频振荡幅值取极小值的方案以解决所述问题。本发明提出的高频振荡抑制的方法包括：
通过高频振荡幅值A对电压变化时间t0取导数，并令导数等于零，得到：
其中，
tHFO为高频振荡周期，
令振幅A取极小值的解为：
t0＝n1tHFO,(n1∈N*) (11)，
式(11)中，N*为正整数。由式(10)可知，当电压变化时间t0为振荡周期tHFO的整数倍时，高频振荡幅值A取最小值，如图4所示。
本发明中，H桥dv/dt的电压变化时间t0的调节可由DAB中开关器件并联吸收电容Cparall实现，吸收电容Cparall由公式(8)和(11)计算得出：
i(t)为开关器件开通或关断时刻的电流。当满足t0＝tHFO时，高频振荡幅值A最小，可以由(11)式求得t0，再由(8)式求得k，再由(12)求得Cparall。
本发明的高频振荡抑制方法包括步骤：
步骤一：通过仿真或者实验提取DAB变换器中变压器分布参数，包括：Cp，Cs，Cps，Lm，Rm，Ls，rs，n。其中，由于Ls和rs这两个参数数值较小，在公式推导过程中可做忽略处理。
步骤二：由公式(6)、(10)计算高频振荡幅值周期tHFO。
步骤三：由公式(8)、(11)和(12)计算开关器件的并联吸收电容Cparall的大小。
步骤四：在DAB的开关器件上并联大小为Cparall的吸收电容即可使DAB中高频振荡幅值取得最小值，从而解决了DAB中的高频振荡问题。其中，所述开关器件为DAB的原边H桥和副边H桥中的电力电子开关器件，常用的开关器件有绝缘栅双极型晶体管IGBT、金属-氧化物半导体场效应晶体管MOSFET等。
图5示出了现有技术中DAB中变压器的原边电压波形图，图6示出了采用本发明的高频振荡抑制方法后，DAB中变压器端口的原边电压波形图。由图5可知，现有技术中DAB中变压器出现明显的高频振荡问题。图6所示说明采用本发明提出的高频振荡幅值抑制方法后，高频振荡得到了明显的抑制。因而采用本专利所提出的抑制方法，可以完美解决DAB中产生的高频振荡问题。
本发明能够减小电压电流高频振荡波形幅值，抑制因高频振荡而带来的直流变压器电压电流波形畸变问题；减小变压器端口电压应力，降低变压器绝缘要求；抑制因高频振荡而带来的直流变压器电磁干扰(EMI)和共模噪声(CM noise)问题，营造良好电磁环境；减小因高频振荡而带来的直流变压器高频损耗，提升直流变压器系统效率。
尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
Claims (8)
1.一种直流变压器交流分布参数网络中高频振荡抑制方法，其特征在于，包括步骤：
计算高频振荡幅值周期tHFO；
由所述高频振荡幅值周期tHFO计算得到并联吸收电容Cparall；
在双主动全桥变换器的开关器件上并联大小为Cparall的吸收电容。
2.根据权利要求1所述的一种直流变压器交流分布参数网络中高频振荡抑制方法，其特征在于，
所述高频振荡幅值周期tHFO基于所述双主动全桥变换器中变压器分布参数计算得到。
3.根据权利要求2所述的一种直流变压器交流分布参数网络中高频振荡抑制方法，其特征在于，
所述变压器分布参数包括：Cp，Cs，Cps，Lm，Rm，Ls，rs，n，
其中，
Cp是变压器原边绕组的分布电容；
Cs是变压器副边绕组的分布电容；
Cps是原副边绕组之间的跨接电容；
Lm是变压器励磁电感；
Rm是变压器励磁电阻；
Ls是折算到变压器副边的漏感；
rs折算到变压器副边的绕组电阻；
n是变压器变比。
4.根据权利要求3所述的一种直流变压器交流分布参数网络中高频振荡抑制方法，其特征在于，
所述高频振荡幅值周期tHFO满足：
其中，
Lph代表原边移相电感Lph1和副边移相电感Lph2共同的感值大小；rph代表移相电感Lph1和Lph2共同的阻值大小。
5.根据权利要求4所述的一种直流变压器交流分布参数网络中高频振荡抑制方法，其特征在于，
所述并联吸收电容Cparall满足：
其中，
i(t)为开关器件开通或关断时刻的电流，Udc是指Uin和Uout共同的电压大小，Uin和Uout分别为双主动全桥变换器的原边H桥和副边H桥的直流侧电压；
t0为双主动全桥变换器交流电压的变化时间，t0＝n1tHFO，n1取正整数。
6.根据权利要求5所述的一种直流变压器交流分布参数网络中高频振荡抑制方法，其特征在于，
t0＝tHFO时，高频振荡幅值最小。
7.根据权利要求5或6所述的一种直流变压器交流分布参数网络中高频振荡抑制方法，其特征在于，
所述开关器件为双主动全桥变换器的原边H桥和副边H桥中的电力电子开关器件。
8.根据权利要求7所述的一种直流变压器交流分布参数网络中高频振荡抑制方法，其特征在于，
所述电力电子开关器件为绝缘栅双极型晶体管、金属-氧化物半导体场效应晶体管。
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