CN112737457A

CN112737457A - 一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法

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Publication number: CN112737457A
Application number: CN202011568232.9A
Authority: CN
Inventors: 张瑞峰; 王力; 丁志勇; 詹哲军; 于森林; 葸代其
Original assignee: CRRC Yongji Electric Co Ltd
Current assignee: CRRC Yongji Electric Co Ltd
Priority date: 2020-12-25
Filing date: 2020-12-25
Publication date: 2021-04-30
Anticipated expiration: 2040-12-25
Also published as: WO2022134787A1; CN112737457B

Abstract

本发明属于永磁系统的稳定性控制技术领域，涉及永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，具体为一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法。本发明是在永磁辅助同步磁阻电机原有矢量控制方法的基础上再通过电压q轴主动阻尼补偿法、电压d轴主动阻尼补偿法、电流q轴主动阻尼补偿法、电流d轴主动阻尼补偿法、转矩主动阻尼补偿法和调制变化法解决了城轨永磁辅助同步磁阻牵引系统母线振荡的技术问题，提升了在原有矢量控制方法控制下城轨永磁牵引系统的稳定性，而且在实现系统稳定性的同时，不增加系统的硬件成本，上述方法更加灵活性，且适用范围更广。

Description

一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法

技术领域

本发明属于永磁系统的稳定性控制技术领域，涉及永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，具体为一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法。

背景技术

在城轨地铁领域，永磁系统尤其具有高效节能的优势，近年来得到了广泛的应用。城轨永磁牵引系统多通过受电弓从直流接触网取电，稳定的直流供电电源对永磁牵引系统的稳定性，乃至城轨车辆的平稳可靠运行至关重要。

城轨永磁辅助同步磁阻电机磁阻牵引系统如图1所示，图1中，网侧电压E_w为车辆牵引逆变器供电。R表示为线路电阻和电感电阻的和，L是滤波电感，C是支撑电容，u_dc是输入到逆变器侧的直流母线电压。永磁辅助同步磁阻电机采用独立轴控的形式，一组逆变器控制一台永磁辅助同步磁阻电机，多组逆变器共用母线，图1所示牵引系统可以控制单台电机，也可以控制多台电机。图1所示的牵引控制单元(Traction Control Unit,TCU)是控制城轨牵引系统的核心装置，其从列车获得电机的转矩指令，通过采集母线电压、电机电流和转子位置等信息，控制永磁牵引系统正常运行。图中为T_e ^*电机转矩指令，i为电机电流，θ为电机转子位置。为了方便分析，永磁辅助同步磁阻电机牵引传动系统的等效电路模型可表示为图2的形式，其中Z_m是逆变器加电机的等效阻抗。由理论分析可知，逆变器输入功率达到临界功率值Ru_dc ²/LC时，系统易不稳定。且理论分析表明，城轨系统直流侧的稳定性与系统的硬件参数和运行条件有关。硬件参数中，L越小、C越大，R越大系统越容易稳定。现有技术中，为了保证城轨系统直流侧的稳定性，也通常采用改变硬件参数的方法来避免谐振的，例如增大电容C来降低谐振的风险。但是这种技术方案一方面不够灵活，另一方面还会增加硬件的成本。因为增大C会增加系统的成本和变流器的重量，若采用降低L的值，则会增大直流母线的纹波。

实际中受车辆空间和重量的要求，目前牵引系统中直流侧的滤波电感和支撑电容的选型往往无法满足城轨牵引系统在各种工况下稳定运行的需要。在特定工况下，牵引变流器呈负阻抗特性，容易引起直流侧母线电压的LC谐振，进而影响永磁同步电机的正常运行，造成较大的转矩脉动，严重时会造成变流器的过流过压故障，影响到城轨车辆的正常运行。

因此，为了更好的解决城轨永磁辅助同步磁阻牵引系统母线振荡的问题，增强解决方式的灵活性和适用范围，减少硬件成本，需要结合控制对象的数学模型，在控制策略中加以解决。

永磁辅助同步磁阻电机在d-q坐标系下的电压方程可表示为：

式中u_d、u_q为d、q轴定子电压，R_s是定子电阻，ω_r是电机转子电角速度，L_d、L_q分别是电机d轴、q轴电感，i_d、i_q为d、q轴定子电流，ψ_f是永磁体磁链；

永磁辅助同步磁阻电机的电磁转矩方程可表示为：T_e＝n_p[ψ_fi_q+(L_d-L_q)i_di_q，式中：T_e为电机给定转矩，n_p为电机极对数。

车辆往往通过手柄给定整车牵引力指令，进而分配到每个电机上。永磁辅助同步磁阻电机矢量控制算法框图如图3所示。图3中，第①部分，永磁辅助同步磁阻电机通过旋转变压器测得电机转子位置θ，θ经微分后得到电机电角速度ω_r。第②部分，测量得到的电机电流i_u、i_v经过Clark变换得到i_α、i_β。第③部分，i_α、i_β经过Park变换，得到d-q轴下电流i_d和i_q。第④部分，电机给定转矩T_e ^*通过MTPA查表模块(Maximum Torque Per Ample,MTPA)后分配得到给定电流i_d ^*和i_q ^*，该模块是按照标定的最大转矩电流比算法进行计算的。第⑤部分，i_d ^*、i_q ^*、i_d、i_q、ω_r和u_dc作为电流环控制器的输入，u_d ^*和u_q ^*是电流环控制器器的输出。第⑥部分，u_d ^*、u_q ^*、θ、ω和母线u_dc输入到分段PWM调制模块中以产生6路PWM脉冲到第⑦部分的逆变器中。本发明就是在图3所示的永磁辅助同步磁阻电机矢量控制算法框图的基础上进行主动阻尼补偿来实现永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制的。

发明内容

本发明旨在解决城轨永磁辅助同步磁阻牵引系统母线振荡的技术问题，提供了一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法。

本发明解决其技术问题采用了电压q轴主动阻尼补偿法，具体是：一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输出信号u_q ^*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；i_d*、i_q*、i_d、i_q和ω_r经过电流解耦控制器处理后得到u_d1 ^*和u_q1 ^*；稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出Δu_q，u_d1 ^*即为电流环控制器的输出u_d*，u_q1 ^*和Δu_q相加后的结果即为电流环控制器经过主动阻尼补偿后的输出u_q ^*。

本发明解决其技术问题还采用了电压d轴主动阻尼补偿法，具体是：一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输出信号u_d ^*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；i_d*、i_q*、i_d、i_q和ω_r经过电流解耦控制器处理后得到u_d1 ^*和u_q1 ^*；稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出Δu_d，u_d1 ^*减去Δu_d后的结果即为电流环控制器经过主动阻尼补偿后的输出u_d*，u_q1 ^*即为电流环控制器输出u_q ^*。

本发明解决其技术问题还采用了电流q轴主动阻尼补偿法，具体是：一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输入信号i_q*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出Δi_q，i_d ^*即为电流解耦控制器的输入i_d1*，i_q ^*和Δi_q相加后得到电流解耦控制器的输入i_q1 ^*；i_d1*、i_q1*、i_d、i_q和ω_r作为输入量在电流解耦控制器中处理后输出u_d ^*和u_q ^*，电流解耦控制器的输出u_d ^*和u_q ^*即为电流环控制器的输出。

本发明解决其技术问题还采用了电流d轴主动阻尼补偿法，具体是：一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输入信号i_q*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出Δi_d，i_d ^*减去Δi_d后得到电流解耦控制器的输入i_d1*，i_q ^*即为电流解耦控制器的输入i_q1 ^*；i_d1*、i_q1*、i_d、i_q和ω_r作为输入量在电流解耦控制器中处理后输出u_d ^*和u_q ^*，电流解耦控制器的输出u_d ^*和u_q ^*即为电流环控制器的输出。

本发明解决其技术问题还采用了转矩主动阻尼补偿法，具体是：一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，采用了MTPA查表模块，MTPA查表模块的输入信号为电机给定转矩T_e ^*，通过稳定补偿器对电机给定转矩T_e ^*进行主动阻尼补偿，稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出ΔT_e，将ΔT_e加到电机给定转矩T_e ^*上实现稳定性控制。

进一步的，分段PWM调制模块采用多种调制方法相结合的分段调制方法，当控制系统发生振荡时，将当前的调制方法切换至下一调制方法；分段调制方法分别为：在[0～f₀)时采用异步调制法，[f₀～f₁)时采用15分频同步调制法，[f₁～f₂)时采用12分频同步调制法，[f₂～f₃)时采用9分频同步调制法，[f₃～f₄)时采用7分频同步调制法，[f₄～f₅)时采用5分频同步调制法，[f₅～f₆)时采用3分频同步调制法，[f₆～f₇]采用方波调制方法,其中f₀为异步调制阶段开关频率的十五分之一，f₁为功率器件最高允许的开关频率的十五分之一，f₂为功率器件最高允许的开关频率的十二分之一，f₃为功率器件最高允许的开关频率的九分之一，f₄为功率器件最高允许的开关频率的七分之一，f₅为功率器件最高允许的开关频率的五分之一，f₆为功率器件最高允许的开关频率的三分之一，f₇为电机的最高频率。这里的f₁～f₆是“电机最高只能运行到”的频率，在开关频率和系统允许的条件下是可以提前进入的。在城轨地铁等大功率牵引系统中，牵引逆变器的最高开关频率受到散热条件的限制往往只有几百赫兹，而牵引电机的运行频率最高可以达到300赫兹左右，如在整个调速范围内采用异步调制，载波比变化的范围大，且电机运行在高频段，电压利用率低，控制性能不佳。因此在采用PWM调制采用多种调制方法相结合的分段调制方法。分段调制方法在不同的电机频率下采用不同的调制策略。不同的调制策略的谐波分布是不一样的，系统振荡与谐波分布也是有关的，当系统发生振荡时，可通过切换当前调制方式至下一调制方法以改变谐波分布情况从而来缓解振荡，这使所述控制方法的抑制振荡的效果更好。

本发明是在永磁辅助同步磁阻电机原有矢量控制方法的基础上再通过电压q轴主动阻尼补偿法、电压d轴主动阻尼补偿法、电流q轴主动阻尼补偿法、电流d轴主动阻尼补偿法、转矩主动阻尼补偿法和调制变化法解决了城轨永磁辅助同步磁阻牵引系统母线振荡的技术问题，提升了在原有矢量控制方法控制下城轨永磁牵引系统的稳定性，而且在实现系统稳定性的同时，不增加系统的硬件成本，上述方法更加灵活性，且适用范围更广。

附图说明

图1为本发明背景技术中所述城轨永磁辅助同步磁阻电机磁阻牵引系统的结构示意图。

图2为图1的牵引传动系统恒功率负载模型的结构示意图。

图3为本发明背景技术中所述永磁辅助同步磁阻电机矢量控制框图。

图4为本发明实施例1中所述电流环控制器的控制框图。

图5为本发明实施例1中所述电流解耦控制器的控制框图。

图6为本发明实施例2中所述电流环控制器的控制框图。

图7为本发明实施例2中所述电流解耦控制器的控制框图。

图8为本发明实施例3中所述电流环控制器的控制框图。

图9为本发明实施例3中所述电流解耦控制器的控制框图。

图10为本发明实施例4中所述电流环控制器的控制框图。

图11为本发明实施例4中所述电流解耦控制器的控制框图。

图12为本发明实施例5中所述添加转矩补偿的控制框图。

图13为本发明所述分段PWM调制模块的调制框图。

具体实施方式

参照图1-图13，对本发明所述的一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法进行详细说明。

实施例1：一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，如图4所示，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输出信号u_q ^*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；i_d*、i_q*、i_d、i_q和ω_r经过电流解耦控制器处理后得到u_d1 ^*和u_q1 ^*；稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出Δu_q，Δu_q的具体计算过程如下：

Δu_q＝λu_{dc_PF}

式中，u_{dc_HPF}为母线电压u_dc经过高通滤波后的值，G_HPF(s)是高通滤波器的传递函数，ω_H等于2πf_HPF，f_HPF为高通滤波器的截止频率；u_{dc_PF}为滤波后电压u_{dc_HPF}经过低通滤波器后的值，G_LPF(s)是低通滤波器的传递函数，ω_L等于2πf_LPF，f_LPF为低通滤波器的截止频率；λ为母线电压补偿系数，λ取1左右的值；

u_d1 ^*即为电流环控制器的输出u_d*，u_q1 ^*和Δu_q相加后的结果即为电流环控制器经过主动阻尼补偿后的输出u_q ^*，则电流环控制器的输出表示为：

进一步的，作为本发明实施例1中所述的一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法的一种具体实施方式，电流解耦控制器的控制框图如图5所示，电流解耦控制器的输出为u_d1 ^*和u_q1 ^*，u_d1 ^*和u_q1 ^*的计算过程如下列公式所示：

式中，G_PId(s)是电流环d轴PI调节器的传递函数，G_PIq(s)分别为电流环q轴PI调节器的传递函数，k为控制系数，调节k能够增加系统的稳定性，ψ_f为永磁体磁链。

实施例2：一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，如图6所示，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输出信号u_d ^*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；i_d*、i_q*、i_d、i_q和ω_r经过电流解耦控制器处理后得到u_d1 ^*和u_q1 ^*；稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出Δu_d，Δu_d的具体计算过程如下：

Δu_d＝λu_{dc_PF}

u_d1 ^*减去Δu_d后的结果即为电流环控制器经过主动阻尼补偿后的输出u_d*，u_q1 ^*即为电流环控制器输出u_q ^*，则电流环控制器的输出表示为：

进一步的，作为本发明实施例2中所述的一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法的一种具体实施方式，电流解耦控制器的控制框图如图7所示，电流解耦控制器的输出为u_d1 ^*和u_q1 ^*，u_d1 ^*和u_q1 ^*的计算过程如下列公式所示：

实施例3：一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，如图8所示，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输入信号i_q*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出Δi_q，Δi_q的具体计算过程为：

Δi_q＝λu_{dc_PF}

i_d ^*即为电流解耦控制器的输入i_d1*，i_q ^*和Δi_q相加后得到电流解耦控制器的输入i_q1 ^*，则用公式表示为：

i_d1*、i_q1*、i_d、i_q和ω_r作为输入量在电流解耦控制器中处理后输出u_d ^*和u_q ^*，电流解耦控制器的输出u_d ^*和u_q ^*即为电流环控制器的输出。

进一步的，作为本发明实施例3中所述的一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法的一种具体实施方式，如图9所示，电流解耦控制器的计算过程为：

实施例4：一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，如图10所示，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输入信号i_q*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出Δi_d，Δi_d的计算过程为：

Δi_q＝λu_{dc_PF}

i_d ^*减去Δi_d后得到电流解耦控制器的输入i_d1*，i_q ^*即为电流解耦控制器的输入i_q1 ^*；则用公式表示为：

进一步的，作为本发明实施例4中所述的一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法的一种具体实施方式，如图11所示，电流解耦控制器的计算过程为：

实施例5：一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，如图12所示，采用了MTPA查表模块，MTPA查表模块的输入信号为电机给定转矩T_e ^*，通过稳定补偿器对电机给定转矩T_e ^*进行主动阻尼补偿，稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出ΔT_e，ΔT_e的具体计算过程为：

ΔT_e＝λu_{dc_PF}

将ΔT_e加到电机给定转矩T_e ^*上实现稳定性控制。

进一步的，作为本发明所述的一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法的一种具体实施方式，如图13所示，分段PWM调制模块采用多种调制方法相结合的分段调制方法，当控制系统发生振荡时，将当前的调制方法切换至下一调制方法；分段调制方法分别为：在[0～f₀)时采用异步调制法，[f₀～f₁)时采用15分频同步调制法，[f₁～f₂)时采用12分频同步调制法，[f₂～f₃)时采用9分频同步调制法，[f₃～f₄)时采用7分频同步调制法，[f₄～f₅)时采用5分频同步调制法，[f₅～f₆)时采用3分频同步调制法，[f₆～f₇]采用方波调制方法,其中f₀为异步调制阶段开关频率的十五分之一，f₁为功率器件最高允许的开关频率的十五分之一，f₂为功率器件最高允许的开关频率的十二分之一，f₃为功率器件最高允许的开关频率的九分之一，f₄为功率器件最高允许的开关频率的七分之一，f₅为功率器件最高允许的开关频率的五分之一，f₆为功率器件最高允许的开关频率的三分之一，f₇为电机的最高频率。本实施例中，如图13所示，功率器件最高允许的开关频率为600Hz，异步调制阶段开关频率为450Hz，那么f₀＝450Hz/15＝30Hz，f₁＝600Hz/15＝40Hz，f₂＝600Hz/12＝50Hz，f₃＝600Hz/9＝66.66Hz，f₄＝600Hz/7＝85.71Hz，f₅＝600Hz/5＝120Hz，f₆＝600Hz/3＝200Hz，这里的f₁～f₆是“电机最高只能运行到”的频率，在开关频率和系统允许的条件下是可以提前进入的。在城轨、地铁等大功率牵引系统中，牵引逆变器的最高开关频率受到散热条件的限制往往只有几百赫兹，而牵引电机的运行频率最高可以达到300赫兹左右，如在整个调速范围内采用异步调制，载波比变化的范围大，且电机运行在高频段，电压利用率低，控制性能不佳。因此在采用PWM调制采用多种调制方法相结合的分段调制方法。分段调制方法在不同的电机频率下采用不同的调制策略。不同的调制策略的谐波分布是不一样的，系统振荡与谐波分布也是有关的，当系统发生振荡时，可通过切换当前调制方式至下一调制方法以改变谐波分布情况从而来缓解振荡，这使所述控制方法的抑制振荡的效果更好。比如具体实施例中，当电机运行在12分频同步调制方法时控制系统发生振荡，这时可将调制算法切换到9分频同步调制方法，以改变谐波分布情况；当电机运行在9分频同步调制方法时控制系统发生振荡，这时可将调制算法切换到7分频同步调制方法，以改变谐波分布情况；当电机运行在7分频同步调制方法时系统发生振荡，这时可将调制算法切换到5分频同步调制方法，以改变谐波分布情况。

以上具体结构是对本发明的较佳实施例进行了具体说明，但本发明创造并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可做出种种的等同变形或者替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。

Claims

1.一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，其特征在于，对电流环控制器的输出信号u_q ^*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；i_d*、i_q*、i_d、i_q和ω_r经过电流解耦控制器处理后得到u_d1 ^*和u_q1 ^*；稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出Δu_q，u_d1 ^*即为电流环控制器的输出u_d*，u_q1 ^*和Δu_q相加后的结果即为电流环控制器经过主动阻尼补偿后的输出u_q ^*。

2.根据权利要求1所述的一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，其特征在于，电流解耦控制器的计算过程如下列公式所示：

式中，G_PId(s)是电流环d轴PI调节器的传递函数，G_PIq(s)分别为电流环q轴PI调节器的传递函数，k为控制系数，ψ_f为永磁体磁链。

3.一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，其特征在于，对电流环控制器的输出信号u_d ^*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；i_d*、i_q*、i_d、i_q和ω_r经过电流解耦控制器处理后得到u_d1 ^*和u_q1 ^*；稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出Δu_d，u_d1 ^*减去Δu_d后的结果即为电流环控制器经过主动阻尼补偿后的输出u_d*，u_q1 ^*即为电流环控制器输出u_q ^*。

4.根据权利要求3所述的一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，其特征在于，电流解耦控制器的计算过程如下列公式所示：

5.一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，其特征在于，对电流环控制器的输入信号i_q*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出Δi_q，i_d ^*即为电流解耦控制器的输入i_d1*，i_q ^*和Δi_q相加后得到电流解耦控制器的输入i_q1 ^*；i_d1*、i_q1*、i_d、i_q和ω_r作为输入量在电流解耦控制器中处理后输出u_d ^*和u_q ^*，电流解耦控制器的输出u_d ^*和u_q ^*即为电流环控制器的输出。

6.根据权利要求5所述的一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，其特征在于，电流解耦控制器的计算过程如下列公式所示：

7.一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，其特征在于，对电流环控制器的输入信号i_q*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出Δi_d，i_d ^*减去Δi_d后得到电流解耦控制器的输入i_d1*，i_q ^*即为电流解耦控制器的输入i_q1 ^*；i_d1*、i_q1*、i_d、i_q和ω_r作为输入量在电流解耦控制器中处理后输出u_d ^*和u_q ^*，电流解耦控制器的输出u_d ^*和u_q ^*即为电流环控制器的输出。

8.根据权利要求7所述的一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，其特征在于，电流解耦控制器的计算过程如下列公式所示：

9.一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，采用了MTPA查表模块，MTPA查表模块的输入信号为电机给定转矩T_e ^*，其特征在于，通过稳定补偿器对电机给定转矩T_e ^*进行主动阻尼补偿，稳定补偿器包括高通滤波器和低通滤波器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和低通滤波器处理后的值再乘以母线电压补偿系数λ即可得到稳定补偿器的输出ΔT_e，将ΔT_e加到电机给定转矩T_e ^*上实现稳定性控制。

10.根据权利要求9所述的一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法，包括分段PWM调制模块，其特征在于，分段PWM调制模块采用多种调制方法相结合的分段调制方法，当控制系统发生振荡时，将当前的调制方法切换至下一调制方法；分段调制方法分别为：在[0～f₀)时采用异步调制法，[f₀～f₁)时采用15分频同步调制法，[f₁～f₂)时采用12分频同步调制法，[f₂～f₃)时采用9分频同步调制法，[f₃～f₄)时采用7分频同步调制法，[f₄～f₅)时采用5分频同步调制法，[f₅～f₆)时采用3分频同步调制法，[f₆～f₇]采用方波调制方法；其中f₀为异步调制阶段开关频率的十五分之一，f₁为功率器件最高允许的开关频率的十五分之一，f₂为功率器件最高允许的开关频率的十二分之一，f₃为功率器件最高允许的开关频率的九分之一，f₄为功率器件最高允许的开关频率的七分之一，f₅为功率器件最高允许的开关频率的五分之一，f₆为功率器件最高允许的开关频率的三分之一，f₇为电机的最高频率。