CN112731310A - 一种针对s波段无线电引信干扰波形系统及其干扰波形计算方法 - Google Patents

一种针对s波段无线电引信干扰波形系统及其干扰波形计算方法 Download PDF

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CN112731310A CN202011379086.5A CN202011379086A CN112731310A CN 112731310 A CN112731310 A CN 112731310A CN 202011379086 A CN202011379086 A CN 202011379086A CN 112731310 A CN112731310 A CN 112731310A
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朱震辉
张勇强
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Abstract

本发明公开了一种针对S波段无线电引信干扰波形系统及其干扰波形计算方法，所述系统包括：用于接收模拟信号的模数转换模块，将变化的模拟信号转换为离散的数字信号；在对对接收的信号进行调制控制的单片机模块，对采样的输入信号进行降采样、去载频，再经过多普勒频率调制模块、24路延迟叠加模块，输出需要的干扰波形，然后对调制后的信号进行控制输出的数模转换模块，产生模拟输出信号，释放干扰信号，本发明根据输入信号脉宽调整延迟单元延迟量和选择叠加假目标个数，使得输出的延迟叠加信号不仅能够保证目标叠加的密集程度，而且可以保证每个输出假目标的功率。

Description

一种针对S波段无线电引信干扰波形系统及其干扰波形计算 方法
技术领域
本发明涉及一种电子战技术，尤其是一种针对S波段无线电引信干扰波形系统及其干扰波形计算方法。
背景技术
无线电引信是通过无线电波形成的物理场，感受目标出现时物理场特性的变化，并在预定位置适时起爆的一种引信，导弹的无线电引信多数是个小型雷达，在接近目标时主动探测目标距离，适时引爆导弹的战斗部，炸毁目标，干扰导弹的无线电引信是干扰导弹的最后一环，要确保被攻击目标的安全则必须对无线电引信进行有效的干扰措施，但是由于无线电引信工作时间短，脉冲信号宽度极窄等特征，针对无线电引信的干扰难度大，干扰效果很难提升。
传统针对无线电引信的干扰有无源箔条干扰、无源诱饵假目标干扰、扫频干扰、瞄准干扰、阻塞干扰和距离速度波门拖引干扰；传统的有源压制类干扰对干扰发射机的发射功率有很高的要求，干扰带宽要求也比较大，并且压制类干扰输出信号不具备相干性，很容易被多普勒主动式引信雷达剔除，在干扰效率和效果上都不具有优势，简单的拖引类欺骗干扰可以释放相参信号，但是受限于干扰机本身延迟时间和无线电引信信号脉宽超窄的原因，信号密度太小，信号能量低，对引信雷达无法造成太大的干扰；但是无线电引信信号脉宽窄，占空比很低，单个延迟干扰假目标数量太少，密度太低，在引信雷达信号处理上作用有限。
发明内容
发明目的：提供一种针对S波段无线电引信干扰波形系统，以解决上述问题。技术方案：一种针对S波段无线电引信干扰波形系统，其特征在于包括如下模块：
用于接收模拟信号的模数转换模块；
用于对接收的信号进行调制控制的单片机模块；
用于对调制后的信号进行控制输出的数模转换模块。
根据本发明的一个方面，所述模数转换模块将变化的模拟信号转换为离散的数字信号，通过单向单通道接收采样的输入信号，再通过输出端的双通道将采集的信号传输给单片机模块。
根据本发明的一个方面，所述单片机模块包括I/Q正交化模块、信号存储控制模块、中频测频模块、多普勒调频模块、24路延迟叠加模块、逆I/Q正交化模块，所述I/Q正交化模块接收模数转换模块传输的信号，进一步对接收的信号进行转换；所述信号存储控制模块对转换后的信号进行储存以及控制信号进行下一步的传递；所述中频测频模块对传输路径中的中频频段进行检测；所述多普勒调频模块对中频测频模块传递的频段进行调频处理，进而24路延迟叠加模块的运行；
所述24路延迟叠加模块包括23个等量延迟单元，进而输出24路延迟叠加信号，根据输入信号脉宽调整延迟单元延迟量和选择叠加假目标个数，使输出的延迟叠加信号能够保证目标叠加的密集程度和每个输出假目标的功率；所述逆I/Q正交化模块接收24路延迟叠加模块传输的输出信号，进一步对接收的信号进行逆变换。
根据本发明的一个方面，所述数模转换模块通过单片机模块产生模拟输出信号，进而释放干扰信号。
根据本发明的一个方面，所述24路延迟叠加模块还包括8个假目标延迟叠加、16个假目标延迟和24个假目标延迟叠加3种信号选择，根据输入信号脉宽调整延迟单元延迟量和选择叠加假目标个数，使输出的延迟叠加信号能够保证目标叠加的密集程度和每个输出假目标的功率。
有益效果：本发明设计一种针对S波段无线电引信干扰波形系统及其干扰波形计算方法，本发明基于可编程逻辑器件单片机模块实现，将模数转换模块采样的输入信号降采样、去载频，再经过多普勒频率调制模块、24路延迟叠加模块，最终输出需要的干扰波形，占用资源较少，具有良好的扩展性，在S波段无线电引信的电子对抗中有很强的针对性；相比于传统的干扰样式波形，针对无线电引信的干扰波形，在引信雷达信号处理前后，信干比改善最不明显，雷达对目标的分辨难度更大，该干扰样式对雷达的干扰效果显著；进一步为防止叠加后的输出信号幅度溢出，每个目标只能均分输出总能量，叠加目标个数越多，每个单目标分到的输出功率就越低，因此，提供了8个假目标延迟叠加、16个假目标延迟叠加和24个假目标延迟叠加3种信号选择，可以根据输入信号脉宽调整延迟单元延迟量和选择叠加假目标个数，使得输出的延迟叠加信号不仅能够保证目标叠加的密集程度，而且可以保证每个输出假目标的功率。
附图说明
图1是本发明的信号处理整体架构流程框图。
图2是本发明的弹目交会模拟过程图。
图3是本发明的叠加40个点多普勒调频干扰仿真分析图。
图4是本发明的单目标延迟干扰和目标回波波形仿真图。
图5是本发明的24路延迟叠加模块设计框图。
图6是本发明的延迟叠加8个假目标的回波信号和处理后波形仿真图。
图7是本发明的延迟叠加24个假目标的回波信号和处理后波形仿真图。
具体实施方式
在该实施例中，一种针对S波段无线电引信干扰波形系统，其特征在于包括如下模块：
用于接收模拟信号的模数转换模块；
用于对接收的信号进行调制控制的单片机模块；
用于对调制后的信号进行控制输出的数模转换模块。
在进一步的实施例中，所述模数转换模块将变化的模拟信号转换为离散的数字信号，通过单向单通道接收采样的输入信号，再通过输出端的双通道将采集的信号传输给单片机模块。
在进一步的实施例中，所述模数转换模块将变化的模拟信号转换为离散的数字信号，通过单向单通道接收采样的输入信号，再通过输出端的双通道将采集的信号传输给单片机模块。
在进一步的实施例中，所述单片机模块包括I/Q正交化模块、信号存储控制模块、中频测频模块、多普勒调频模块、24路延迟叠加模块、逆I/Q正交化模块，所述I/Q正交化模块接收模数转换模块传输的信号，进一步对接收的信号进行转换；所述信号存储控制模块对转换后的信号进行储存以及控制信号进行下一步的传递；所述中频测频模块对传输路径中的中频频段进行检测；所述多普勒调频模块对中频测频模块传递的频段进行调频处理，进而24路延迟叠加模块的运行；
所述24路延迟叠加模块包括23个等量延迟单元，进而输出24路延迟叠加信号，根据输入信号脉宽调整延迟单元延迟量和选择叠加假目标个数，使输出的延迟叠加信号能够保证目标叠加的密集程度和每个输出假目标的功率；所述逆I/Q正交化模块接收24路延迟叠加模块传输的输出信号，进一步对接收的信号进行逆变换。
在进一步的实施例中，所述数模转换模块通过单片机模块产生模拟输出信号，进而释放干扰信号。
在进一步的实施例中，所述24路延迟叠加模块还包括8个假目标延迟叠加、16个假目标延迟和24个假目标延迟叠加3种信号选择，根据输入信号脉宽调整延迟单元延迟量和选择叠加假目标个数，使输出的延迟叠加信号能够保证目标叠加的密集程度和每个输出假目标的功率。
在进一步的实施例中，一种针对S波段无线电引信干扰波形的干扰波形计算方法，其特征在于包括如下步骤：
步骤一、模数转换模块完成对下变频接收信号的采样；
步骤二、在单片机模块中对采样信号做去载频处理，得到数字基带信号，并进行IQ正交化处理，生成8路复数基带数字信号；
步骤三、将基带数字信号存储并进行中频频率测量；
步骤四、对信号进行多普勒频率调制，形成多普勒干扰；
步骤五、信号通过24路延迟叠加模块，包含23个等量延迟单元，输出24路延迟叠加信号；
步骤六、经过IQ逆变换后，通过数模转换模块产生模拟输出信号，释放干扰信号。
在进一步的实施例中，根据步骤四所述多普勒频移的工作原理，设定目标和导弹都处于匀速直线运动状态，进而得出如下方式：
VMTcosξ(t)＝VMcosα(t)+VTcosβ(t)
式中，VM表示导弹的速度；VT表示目标的速度；α、β和ξ均表示导弹、目标与弹目视线间的夹角还有交会角；
进一步，由多普勒频率计算公式，得出弹目的多普勒频率为：
Figure BDA0002807980310000041
式中，fd，MT(t)表示多普勒频率值；VMTcosξ(t)表示径向速度；VMT表示导弹的速度与目标的速度的总和；t表示时间；λ表示信号波长；交汇点为时间坐标的原点，在交会之前t为负数，ρ表示脱靶量；
在遭遇阶段，fd，MT(t)会急剧发生变化，它的一阶、二阶导数分别为：
Figure BDA0002807980310000042
Figure BDA0002807980310000051
式中，
Figure BDA0002807980310000052
Figure BDA0002807980310000053
表示一阶多普勒频率值的导数；
Figure BDA0002807980310000054
表示二阶多普勒频率值的导数；RMT表示弹目距离。
在进一步的实施例中，根据普勒域对引信信号进行调制，得出傅里叶变换公式，根据频域和时域之间的关系如下：
Figure BDA0002807980310000055
Figure BDA0002807980310000056
式中，s(t)表示输入时域；S(f)表示输入频域；J(t)表示输出时域；f表示频率；fc表示频移；t表示时间；
Figure BDA0002807980310000057
表示时域乘数；
因此得出移频的输出为将原信号的时域乘以
Figure BDA0002807980310000058
若原无线电引信的信号形式为：
Figure BDA0002807980310000059
式中，Arect表示矩形函数；τ表示时间常数；t表示时间；exp表示e次幂；j表示虚数；f0表示频率；k表示常数；
那么调制后输出的干扰信号信号形式为：
Figure BDA00028079803100000510
式中，Δfad表示干扰信号的多普勒调制量；
对干扰信号采用常规距离-多普勒算法进行信号处理，再经过方位向脉压、距离徙变校正算法、距离向脉压、去除常数项处理后得到的干扰信号形式为：
Figure BDA00028079803100000511
式中，B表示信号带宽；R0表示载机斜距；x0表示初始坐标位置；μa表示方位向调制频率；v表示载机速度；Bd＝|TLμa|表示方位向的多普勒带宽；Δfad表示干扰信号的多普勒调制量；产生的虚假点目标在方位向距离干扰机Δτad＝-Δfad/μa处出现，同时在方位向上主峰被展宽，雷达的方位分辨率在虚假点目标位置会降低，产生的假目标方位向上偏离干扰机的距离为：
Δra＝-vΔfad/μa
式中，vΔfad表示多普勒调制值；μa表示方位向调制频率；
方位偏差Δτad会随着Δfad的变大而变大，方位向匹配信号处理失真情况也会越来越严重，固定的多普勒调制仅能在方位上产生一个假目标的干扰现象，假如随着时间的变化，多普勒调制值Δfad(t)也在随时变化，那么产生的干扰效果也会变得比较复杂。
在进一步的实施例中，在所述频域1MHZ范围内调制40个点形成多普勒干扰，密集覆盖无线电引信回波信号频率，在方位向形成密集假目标干扰，扰乱无线电引信利用多普勒探测的工作方式，随机调制多普勒是指在释放干扰信号时，信号的多普勒偏移量根据设置好的点数，以周期在这些点上随机变化，随机调制多普勒的调制值为：
Δfad(t)＝ρ(t)*Bd
式中，Bd表示方位向多普勒带宽；ρ(t)表示介质[a，b](-1＜a＜b＜1)之间的随机值；在雷达不同方位采样时间点，ρ(t)在[a，b]之间随机取一个值，所以与方位向时间t有关；
这种调频量在较窄的范围内以少量点密集跳变时，调频点能量集中，调频毫无规律，引信雷达在对干扰信号进行方位向脉压处理时，输出结果效果很差，导致方位向主旁瓣包络难以区分，雷达对于目标的准确获取难度加大，干扰效果显著。
在进一步的实施例中，所述步骤一通过单脉冲延迟将干扰机接收到的雷达信号小延迟步进，形成新的相参信号，因此延迟干扰的输入信号的公式为：
J(t)＝A*s(t-t0)
式中，J(t)表示干扰假目标信号；A表示幅度；s表示输入信号；t表示时间；t0表示时间延迟；
设定已有原引信信号雷达处理后结果为s0(t)，那么：
s0(t)＝s(t)*h(t)
式中，s(t)表示雷达信号；h(t)表示接收机匹配滤波器；s0(t)表示原引信信号雷达处理后结果；
因h(t)是时不变系统，所以
y(t)＝J(t)*h(t)＝A*s(t-t0)*h(t)＝A*s0(t-t0)
式中，y(t)表示最后输出信号；J(t)表示干扰假目标信号；h(t)表示接收机匹配滤波器；A表示幅度；s表示输入信号；t表示时间；t0表示时间延迟；
可以看出假目标经过雷达信号处理后和真目标的结果应该一样，幅度取决于干扰机输出信号幅度，当t0＜0的时候，假目标超前真目标，当t0＞0的时候，假目标超前，
一般会通过加大发射机的输出功率使得假目标幅度超过真目标，从而达到欺骗无线电引信的目的，使得引信雷达误判。
在进一步的实施例中，如图6所示，是延迟叠加8个假目标后的目标回波信号和处理后的仿真波形，真目标是处理后波形中第一个出现的信号，滞后于真目标的在距离模拟上比真实目标距离要远，而时间轴上超前于真目标的在距离模拟中比真实目标距离更近，图中可以看出真实目标远端设置了8个密集假目标，幅度有高有低，那么在无线电引信雷达上就会在真目标稍远的位置密集出现了许多假目标，可以类比为噪声。
在进一步的实施例中，如图7所示，是延迟叠加24个假目标后的目标回波信号和处理后的仿真波形可见真实目标远端设置了24个密集假目标，相比于延迟叠加8个假目标的情况，每个单目标的功率被压缩的更低，但是在引信雷达信号处理时，叠加信号更密集，处理计算难度更大；整个24路延迟叠加模块在单片机模块中占用切片寄存器、切片查找表和块随机存储器/现进先出阵列的情况如下表所示：
Figure BDA0002807980310000071
由此可见24路延迟叠加模块在FPGA中资源消耗很小，而且模块具有选择性和可扩展性，可以应用在对S波段无线电引信的电子对抗中；
下表给出了不同干扰样式输出的干扰波形在经过处理后信干比对比仿真结果，如下表所示：
Figure BDA0002807980310000072
因此，相比于传统的干扰样式波形，在引信雷达信号处理前后，信干比改善最不明显，雷达对目标的分辨难度更大，该干扰样式对雷达的干扰效果显著。
总之，本发明具有以下优点：将采样的S波段无线电引信信号复制叠加，产生的干扰波形与雷达信号具有相干性，同时干扰波形信号的中心频率也对准雷达信号的频率，用于对抗采用了相干处理技术的无线电引信雷达，具有有效的干扰效果，并且频域上对频率进行调制，数字存储器输出信号的频谱得到了展宽，将引信信号的频率覆盖住，干扰波形有着较强的干扰信号密度；利用多普勒频率的变化改变目标靠近和远离的规律，从而能够比较有效的对无线电引信造成干扰。
另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本发明对各种可能的组合方式不再另行说明。

Claims (10)

1.一种针对S波段无线电引信干扰波形系统，其特征在于包括如下模块：
用于接收模拟信号的模数转换模块；
用于对接收的信号进行调制控制的单片机模块；
用于对调制后的信号进行控制输出的数模转换模块。
2.根据权利要求1所述的一种针对S波段无线电引信干扰波形系统，其特征在于，所述模数转换模块将变化的模拟信号转换为离散的数字信号，通过单向单通道接收采样的输入信号，再通过输出端的双通道将采集的信号传输给单片机模块。
3.根据权利要求1所述的一种针对S波段无线电引信干扰波形系统，其特征在于，所述单片机模块包括I/Q正交化模块、信号存储控制模块、中频测频模块、多普勒调频模块、24路延迟叠加模块、逆I/Q正交化模块，所述I/Q正交化模块接收模数转换模块传输的信号，进一步对接收的信号进行转换；所述信号存储控制模块对转换后的信号进行储存以及控制信号进行下一步的传递；所述中频测频模块对传输路径中的中频频段进行检测；所述多普勒调频模块对中频测频模块传递的频段进行调频处理，进而24路延迟叠加模块的运行；
所述24路延迟叠加模块包括23个等量延迟单元，进而输出24路延迟叠加信号，根据输入信号脉宽调整延迟单元延迟量和选择叠加假目标个数，使输出的延迟叠加信号能够保证目标叠加的密集程度和每个输出假目标的功率；所述逆I/Q正交化模块接收24路延迟叠加模块传输的输出信号，进一步对接收的信号进行逆变换。
4.根据权利要求1所述的一种针对S波段无线电引信干扰波形系统，其特征在于，所述数模转换模块通过单片机模块产生模拟输出信号，进而释放干扰信号。
5.根据权利要求3所述的一种针对S波段无线电引信干扰波形系统，其特征在于，所述24路延迟叠加模块还包括8个假目标延迟叠加、16个假目标延迟和24个假目标延迟叠加3种信号选择，根据输入信号脉宽调整延迟单元延迟量和选择叠加假目标个数，使输出的延迟叠加信号能够保证目标叠加的密集程度和每个输出假目标的功率。
6.一种针对S波段无线电引信干扰波形的干扰波形计算方法，其特征在于包括如下步骤：
步骤一、模数转换模块完成对下变频接收信号的采样；
步骤二、在单片机模块中对采样信号做去载频处理，得到数字基带信号，并进行IQ正交化处理，生成8路复数基带数字信号；
步骤三、将基带数字信号存储并进行中频频率测量；
步骤四、对信号进行多普勒频率调制，形成多普勒干扰；
步骤五、信号通过24路延迟叠加模块，包含23个等量延迟单元，输出24路延迟叠加信号；
步骤六、经过IQ逆变换后，通过数模转换模块产生模拟输出信号，释放干扰信号。
7.根据权利要求6所述的一种针对S波段无线电引信干扰波形的干扰波形计算方法，其特征在于，根据步骤四所述多普勒频移的工作原理，设定目标和导弹都处于匀速直线运动状态，进而得出如下方式：
VMTcosξ(t)＝VMcosα(t)+VTcosβ(t)
式中，VM表示导弹的速度；VT表示目标的速度；α、β和ξ均表示导弹、目标与弹目视线间的夹角还有交会角；
进一步，由多普勒频率计算公式，得出弹目的多普勒频率为：
Figure FDA0002807980300000021
式中，fd,MT(t)表示多普勒频率值；VMTcosξ(t)表示径向速度；VMT表示导弹的速度与目标的速度的总和；t表示时间；λ表示信号波长；交汇点为时间坐标的原点，在交会之前t为负数，ρ表示脱靶量；
在遭遇阶段，fd,MT(t)会急剧发生变化，它的一阶、二阶导数分别为：
Figure FDA0002807980300000022
Figure FDA0002807980300000023
式中，
Figure FDA0002807980300000024
Figure FDA0002807980300000025
表示一阶多普勒频率值的导数；
Figure FDA0002807980300000026
表示二阶多普勒频率值的导数；RMT表示弹目距离。
8.根据权利要求7所述的一种针对S波段无线电引信干扰波形的干扰波形计算方法，其特征在于，根据普勒域对引信信号进行调制，得出傅里叶变换公式，根据频域和时域之间的关系如下：
Figure FDA0002807980300000031
Figure FDA0002807980300000032
式中，s(t)表示输入时域；S(f)表示输入频域；J(t)表示输出时域；f表示频率；fc表示频移；t表示时间；
Figure FDA0002807980300000033
表示时域乘数；
因此得出移频的输出为将原信号的时域乘以
Figure FDA0002807980300000034
若原无线电引信的信号形式为：
Figure FDA0002807980300000035
式中，Arect表示矩形函数；τ表示时间常数；t表示时间；exp表示e次幂；j表示虚数；f0表示频率；k表示常数；
那么调制后输出的干扰信号信号形式为：
Figure FDA0002807980300000036
式中，Δfad表示干扰信号的多普勒调制量；
对干扰信号采用常规距离-多普勒算法进行信号处理，再经过方位向脉压、距离徙变校正算法、距离向脉压、去除常数项处理后得到的干扰信号形式为：
Figure FDA0002807980300000037
式中，B表示信号带宽；R0表示载机斜距；x0表示初始坐标位置；μa表示方位向调制频率；v表示载机速度；Bd＝|TLμa|表示方位向的多普勒带宽；Δfad表示干扰信号的多普勒调制量；产生的虚假点目标在方位向距离干扰机Δτad＝-Δfad/μa处出现，同时在方位向上主峰被展宽，雷达的方位分辨率在虚假点目标位置会降低，产生的假目标方位向上偏离干扰机的距离为：
Δra＝-vΔfad/μa
式中，vΔfad表示多普勒调制值；μa表示方位向调制频率。
9.根据权利要求8所述的一种针对S波段无线电引信干扰波形的干扰波形计算方法，其特征在于，在所述频域1MHZ范围内调制40个点形成多普勒干扰，密集覆盖无线电引信回波信号频率，在方位向形成密集假目标干扰，扰乱无线电引信利用多普勒探测的工作方式，随机调制多普勒是指在释放干扰信号时，信号的多普勒偏移量根据设置好的点数，以周期在这些点上随机变化，随机调制多普勒的调制值为：
Δfad(t)＝ρ(t)*Bd
式中，Bd表示方位向多普勒带宽；ρ(t)表示介质[a,b](-1<a<b<1)之间的随机值；在雷达不同方位采样时间点，ρ(t)在[a,b]之间随机取一个值，所以与方位向时间t有关。
10.根据权利要求6所述的一种针对S波段无线电引信干扰波形的干扰波形计算方法，其特征在于，所述步骤一通过单脉冲延迟将干扰机接收到的雷达信号小延迟步进，形成新的相参信号，因此延迟干扰的输入信号的公式为：
J(t)＝A*s(t-t0)
式中，J(t)表示干扰假目标信号；A表示幅度；s表示输入信号；t表示时间；t0表示时间延迟；
设定已有原引信信号雷达处理后结果为s0(t)，那么：
s0(t)＝s(t)*h(t)
式中，s(t)表示雷达信号；h(t)表示接收机匹配滤波器；s0(t)表示原引信信号雷达处理后结果；
因h(t)是时不变系统，所以
y(t)＝J(t)*h(t)＝A*s(t-t0)*h(t)＝A*s0(t-t0)
式中，y(t)表示最后输出信号；J(t)表示干扰假目标信号；h(t)表示接收机匹配滤波器；A表示幅度；s表示输入信号；t表示时间；t0表示时间延迟。
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