CN112702774A - 接入信道的基站侧的处理方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种接入信道的基站侧的处理方法，包括：步骤1，在基站侧，将时域数据按照其他上行信道的循环前缀CP长度，执行去循环前缀CP；步骤2，执行时域数据的快速傅立叶变换FFT，获得变换的结果：Xl(k)；步骤3，提取对应的PRACH频域数据Xl，PRACH频域数据Xl的长度为LRA，并对PRACH频域数据Xl进行时延补偿，获得频域数据Yl；步骤4，根据获得时延补偿后的频域数据Yl和本地根序列LocRootSeq，获得信道信息；步骤5，计算时域功率P；步骤6，调整PRACH的循环前缀CP和其他上行信道的循环前缀CP的差异；步骤7，进行峰值搜索过程，得到估计的定时提前量TA值。本发明所述接入信道的基站侧的处理方法能够有效降低基站侧的处理复杂度，节省实现消耗的Cycle数，缩短处理时间。

Description

接入信道的基站侧的处理方法
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种接入信道的基站侧的处理方法。
背景技术
随机接入是终端获得上行同步的关键步骤，随机接入前导是由Zadoff-Chu(ZC)根序列通过循环移位产生，ZC序列具有良好的自相关性和互相关性，接入信道的性能会影响用户接入的时延，虚检会导致基站分配资源，造成资源浪费。
在第4代(4th generation，简称为4G)移动通信系统中，随机接入信道(PRACH)的子载波间隔为1.25kHz或7.5kHz，其他上行信道的子载波间隔固定为15kHz，其他上行信道包括上行控制信息(PUCCH)和上行业务信道(PUSCH)，在第5代(5th generation，简称为5G)移动通信系统中，随机接入前导短序列的格式增加了很多种，载波间隔选择更加灵活，短序列的子载波间隔可以和其他上行信道配置为相同的。
现有技术中随机接入处理过程和其他上行信道从时域数据开始就分开处理，随机接入信道首先执行频率调整，将待处理资源块移至整个带宽中间位置，然后进行低通滤波，滤出待处理资源块，然后进行下采样，将下采样后的数据转到频域，和本地根序列共轭点乘，再转到时域进行峰值搜索。
基于现有技术存在的上述技术问题，本发明提供一种接入信道的基站侧的处理方法。
发明内容
为解决现有技术存在的上述技术问题，本发明提供一种接入信道的基站侧的处理方法，当子载波间隔配置相等时，不需要将PRACH从时域数据开始单独处理，能够和其他上行信道共用去循环前缀(CP)和FFT变换，然后再分信道提取频域数据进行处理，来降低接收端的处理复杂度。
本发明采用以下技术方案：
本发明提供一种接入信道的基站侧的处理方法，包括：
步骤1，在基站侧，基带处理单元BBU将时域数据按照其他上行信道的循环前缀CP长度，执行去循环前缀CP；
步骤2，基带处理单元BBU执行时域数据的快速傅立叶变换FFT，获得变换的结果：Xl(k)；
步骤3，基带处理单元BBU提取对应的PRACH频域数据Xl，PRACH频域数据Xl的长度为LRA，并对PRACH频域数据Xl进行时延补偿，获得Xl时延补偿后的频域数据Yl；
步骤4，基带处理单元BBU根据获得时延补偿后的频域数据Yl和本地根序列LocRootSeq，获得信道信息；
步骤5，基带处理单元BBU将步骤4获得的信道信息进行符号间数据合并，计算时域功率P；
步骤6，调整PRACH的循环前缀CP和其他上行信道的循环前缀CP的差异；
步骤7，基带处理单元BBU进行峰值搜索过程，得到估计的定时提前量TA值。
进一步地，步骤3中，获得时延补偿后的频域数据Yl为：
Figure BDA0002832430940000021
其中，上式(1)中，Xl表示PRACH频域数据，l表示PRACH占用的符号索引，其他上行信道的CP长度为CP_otherUL，系统FFT点数为NFFT，ex表示以自然数e为底的指数运算，j表示复数中的虚部标识。
进一步地，步骤4中：
Zl＝Yl·conj(LocRootSeq)……(2)；
Figure BDA0002832430940000022
其中，上式(2)中，Zl表示信道信息，conj表示取共轭操作，上式(3)中，Zmean符号间数据合并后的结果，发送端是多个符号重复发送相同的数据，接收端能够将这些符号数据进行平均以提高信号的幅度，进而提高信噪比。
进一步地，步骤5中：
Tmean＝IFFT(Zmean,NFFT,PRACH)……(4)；
P＝|Tmean|2……(5)，
其中，上式(4)中，Tmean表示将Zmean做IFFT转到时域后的结果，Nl表示PRACH的时域符号个数，为基站侧配置参数，NFFT,PRACH表示将Zl做IFFT时的IFFT的点数，上式(5)中，P表示计算的时域功率。
进一步地，步骤6中调整差异通过将功率值序列进行循环左移，左移CPDiff个值，移位后的功率序列记作PdeCPDiff，其中CPDiff表示为：
CPDiff＝(CP_PRACH-CP_otherUL)·NFFT,PRACH/NFFT……(6)，
其中，上式(6)中，CP_PRACH表示PRACH的CP长度，CP_otherUL表示其他上行信道的CP长度，CPDiff表示PRACH信道CP长度和其他上行信道的CP长度差异引起的峰值位置调整量。
与现有技术相比，本发明的优越效果在于：
本发明所述的接入信道的基站侧的处理方法，当接入信道的子载波间隔和其他上行信道的子载波间隔相同时，采用本发明能够有效降低基站侧的处理复杂度，节省实现消耗的Cycle数，缩短处理时间。
附图说明
图1是本发明实施例中接入信道的基站侧的处理方法的流程示意图；
图2是本发明实施例中随机接入信道format A3和其他上行信道在时域上的关系图；
图3a是本发明实施例中按其他上行信道去CP后计算的相关功率的示意图；
图3b是本发明实施例中补偿PRACH CP和其他上行信道CP差后计算的相关功率的示意图。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述，需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
随机接入信道分为发射端(终端侧)和接收端(基站侧)，本申请的技术方案适用于接收侧的处理方法。
实施例
如图1所示，所述接入信道的基站侧的处理方法包括：
步骤1，在基站侧，基带处理单元BBU将时域数据按照其他上行信道的循环前缀CP长度，执行去循环前缀CP；
步骤2，基带处理单元BBU执行时域数据的快速傅立叶变换FFT，获得变换的结果：Xl(k)；
步骤3，基带处理单元BBU提取对应的PRACH频域数据Xl，PRACH频域数据Xl的长度为LRA，并对PRACH频域数据Xl进行时延补偿，获得Xl时延补偿后的频域数据Yl；
步骤4，基带处理单元BBU根据获得时延补偿后的频域数据Yl和本地根序列LocRootSeq，获得信道信息；
步骤5，基带处理单元BBU将步骤4获得的信道信息进行符号间数据合并，计算时域功率P；
步骤6，调整PRACH的循环前缀CP和其他上行信道的循环前缀CP的差异；
步骤7，基带处理单元BBU进行峰值搜索过程，得到估计的定时提前量TA(Timingadvance)值。
在本实施例的步骤3中，提取对应的PRACH频域数据Xl(k)，是根据基站配置的PRACH频域位置，去所配置的位置提取频域数据；因为去CP过程，导致PRACH每个符号依次递增引入了CP_otherUL的时延，所以需要对每个PRACH符号进行时延补偿；获得时延补偿后的频域数据Yl为：
Figure BDA0002832430940000041
其中，上式(1)中，Xl表示PRACH频域数据，l表示PRACH占用的符号索引，其他上行信道的CP长度为CP_otherUL，系统FFT点数为NFFT。
在本实施例的步骤4中，根据获得时延补偿后的频域数据Yl和本地根序列LocRootSeq的共轭点乘获得信道信息：
Zl＝Yl·conj(LocRootSeq)……(2)；
Figure BDA0002832430940000042
其中，上式(2)中，Zl表示信道信息，conj表示共轭点乘运算，上式(3)中，Zmean符号间数据合并后的结果，发送端是多个符号重复发送相同的数据。
在本实施例的步骤5中，因为发送端是多个符号重复发送相同的数据，接收端能顾将这些符号数据进行平均，以提高信号的幅度，进而提高信噪比；将Zmean做IFFT转到时域后的结果：
Tmean＝IFFT(Zmean,NFFT,PRACH)……(4)；
P＝|Tmean|2……(5)，
其中，上式(4)中，Tmean表示将Zmean做IFFT转到时域后的结果，Nl表示PRACH的时域符号个数，为基站侧配置参数，NFFT,PRACH表示将Zl做IFFT时的IFFT的点数，上式(5)中，P表示计算的时域功率。
在本实施例的步骤6中，因为按照其他上行信道执行的去CP，和PRACH的CP差异CPDiff需要考虑，所以将功率值序列进行循环左移，左移CPDiff个值，移位后的功率序列记作PdeCPDiff，其中：
CPDiff＝(CP_PRACH-CP_otherUL)·NFFT,PRACH/NFFT……(6)，
其中，上式(6)中，CP_PRACH表示PRACH的CP长度，CP_otherUL表示其他上行信道的CP长度，CPDiff表示PRACH信道CP长度和其他上行信道的CP长度差异引起的峰值位置调整量。
下面，以对随机接入格式A3为例对本实施例进行进一步的说明，如图2所示，在图2中，3GPP38211协议规定不同的格式，占用的符号长度和循环前缀长度是不同的，针对格式A3，占用符号长度为6个，图中，空白格子的数目为6，一个格子示意一个OFDM符号，循环前缀长度CP_PRACH为1728Ts，随机接入格式A3中，占用6个时域符号Nl＝6，载波带宽100MHz，上行信道子载波间隔为Δf＝30kHz，系统FFT点数为NFFT＝4096，随机接入信道相关时采用的FFT点数NFFT,PRACH＝256，CP_otherUL为288Ts，CP_PRACH为1728Ts，其中：
1Ts＝1/(Δf·NFFT)＝1/(30k·4096)＝1/122880ms；
上式中，30k表示30000Hz；
S1，将时域数据按照CP长度为288Ts，分OFDM符号l执行去CP，FFT变换操作，FFT变换结果记作Xl(k)；
S2，提取对应的PRACH频域数据Xl(k)，长度为LRA＝139，并进行时延补偿，则：
Figure BDA0002832430940000051
S3，将补偿时延后的频域数据和本地根序列LocRootSeq分别共轭点乘，并转到时域，则：
Zl＝Yl·conj(LocRootSeq)；
Tl＝IFFT(Zl,256)；
S4，多符号数据合并，计算功率，记作P，则：
Figure BDA0002832430940000061
P＝|Tmean|2；
S5，参照图3，将功率值序列进行循环左移，左移CPDiff个值，移位后的功率序列记作PdeCPDiff，其中：
Figure BDA0002832430940000062
S6，最后，完成峰值搜索过程，得到估计的TA值。
在图3a和图3b中，转到时域Tl＝IFFT(Zl,256)采用的是IFFT点数是256，即图3中上图和下图的横坐标是256个点，图3a的纵坐标表示相关功率P，图3b的纵坐标表示移位后的功率序列PdeCPDiff，图3b为执行S5之前P的分布图，峰值位置出现在横坐标102处，执行S5之后，即循环左移CPDiff＝90后，峰值位置出现在横坐标12处，即102-90＝12，见图3b图，图3a和图3b表示循环移位的关系，体现S5操作前后的结果。
本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书界定。

Claims (5)

1.一种接入信道的基站侧的处理方法，其特征在于，包括：
步骤1，在基站侧，基带处理单元BBU将时域数据按照其他上行信道的循环前缀CP长度，执行去循环前缀CP；
步骤2，基带处理单元BBU执行时域数据的快速傅立叶变换FFT，获得变换的结果：Xl(k)；
步骤3，基带处理单元BBU提取对应的PRACH频域数据Xl，PRACH频域数据Xl的长度为LRA，并对PRACH频域数据Xl进行时延补偿，获得Xl时延补偿后的频域数据Yl；
步骤4，基带处理单元BBU根据获得时延补偿后的频域数据Yl和本地根序列LocRootSeq，获得信道信息；
步骤5，基带处理单元BBU将步骤4获得的信道信息进行符号间数据合并，计算时域功率P；
步骤6，调整PRACH的循环前缀CP和其他上行信道的循环前缀CP的差异；
步骤7，基带处理单元BBU进行峰值搜索过程，得到估计的定时提前量TA值。
2.根据权利要求1所述的接入信道的基站侧的处理方法，其特征在于，步骤3中，获得时延补偿后的频域数据Yl为：
Figure FDA0002832430930000011
其中，上式(1)中，Xl表示PRACH频域数据，l表示PRACH占用的符号索引，其他上行信道的CP长度为CP_otherUL，系统FFT点数为NFFT，ex表示以自然数e为底的指数运算，j表示复数中的虚部标识。
3.根据权利要求2所述的接入信道的基站侧的处理方法，其特征在于，步骤4中：
Zl＝Yl·conj(LocRootSeq)……(2)；
Figure FDA0002832430930000012
其中，上式(2)中，Zl表示信道信息，conj表示取共轭操作，上式(3)中，Zmean符号间数据合并后的结果，发送端是多个符号重复发送相同的数据，接收端能够将这些符号数据进行平均以提高信号的幅度，进而提高信噪比。
4.根据权利要求3所述的接入信道的基站侧的处理方法，其特征在于，步骤5中：
Tmean＝IFFT(Zmean,NFFT,PRACH)……(4)；
P＝|Tmean|2……(5)，
其中，上式(4)中，Tmean表示将Zmean做IFFT转到时域后的结果，Nl表示PRACH的时域符号个数，为基站侧配置参数，NFFT,PRACH表示将Zl做IFFT时的IFFT的点数，上式(5)中，P表示计算的时域功率。
5.根据权利要求4所述的接入信道的基站侧的处理方法，其特征在于，步骤6中调整差异通过将功率值序列进行循环左移，左移CPDiff个值，移位后的功率序列记作PdeCPDiff，其中CPDiff表示为：
CPDiff＝(CP_PRACH-CP_otherUL)·NFFT,PRACH/NFFT……(6)，
其中，上式(6)中，CP_PRACH表示PRACH的CP长度，CP_otherUL表示其他上行信道的CP长度，CPDiff表示PRACH信道CP长度和其他上行信道的CP长度差异引起的峰值位置调整量。
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