CN112653513A

CN112653513A - Dco-ofdm可见光通信系统、设备、介质及信号处理方法

Info

Publication number: CN112653513A
Application number: CN202011412799.7A
Authority: CN
Inventors: 蒋宇飞; 王琼; 朱旭
Original assignee: Shenzhen Graduate School Harbin Institute of Technology
Current assignee: Shenzhen Graduate School Harbin Institute of Technology
Priority date: 2020-12-04
Filing date: 2020-12-04
Publication date: 2021-04-13
Anticipated expiration: 2040-12-04
Also published as: CN112653513B

Abstract

本申请涉及一种DCO‑OFDM可见光通信系统、设备、介质及信号处理方法，在发射端，结合DCO‑OFDM调制方式，对可见光信号进行相位旋转处理，并在接收端，在预设角度空间中求解确定最佳相位旋转角度值，再利用该最佳相位旋转角度值在预设的候选信号向量集合中求解确定解调信号向量，从而抑制信道相关性的不利影响，提升系统性能。

Description

DCO-OFDM可见光通信系统、设备、介质及信号处理方法

技术领域

本申请涉及通信技术领域，尤其涉及一种DCO-OFDM可见光通信系统、设备、介质及信号处理方法。

背景技术

一般情况下，室内照明通常需要多个LED灯来提供充足的光照，因此为多输入单输出(Multiple-Input Single-Output,MISO)或多输入多输出 (Multiple-Input Multiple-Output,MIMO)技术在可见光通信(Visible Light Communication，VLC)中的应用提供了天然的物理基础，即室内VLC可以通过数据并行传输的MISO/MIMO技术来提升传输速率。

但是，VLC通常采用强度调制/直接检测(IM/DD)，所以可见光信号为非负的实信号。接收端的光电探测器(Photodetector,PD)具有平方率检测特性，经过光电转换输出的光电流与光波的幅度平方成正比，所以信道增益为非负值。而且室内照明的LED一般为阵列对称分布且距离相近，光源一般建模为朗伯辐射模型，所以信道增益为时不变的，而且与LED和探测器之间的几何距离直接相关。这些特性导致室内可见光信道具有很强的相关性，从而影响接收端的正确解码，使得系统的误比特率(Bit Error Rate,BER)恶化，制约着可见光通信的发展。

发明内容

本申请旨在提供一种，以至少解决上述技术问题之一。

本申请提供了一种基于直流偏置光正交频分复用DCO-OFDM可见光通信系统的信号处理方法，所述可见光通信系统包括：位于发射端的多个发光模块以及位于接收端的多个光探测器，所述发光模块对应若干DCO-OFDM块，包括：

在所述发射端，利用相位旋转角度组成的预编码矩阵，对DCO-OFDM信号进行相位域的处理，使任意所述DCO-OFDM信号之间的相对距离差增大；

在所述接收端，基于所构建的、用于表征候选信号向量之间距离的第一度量函数，在所述相位旋转角度的预设角度空间内，确定在所述第一度量函数满足第一预设条件时的最佳相位旋转角度值，并且，基于所构建的、用于表征接收信号向量与所述候选信号向量之间距离的第二度量函数，在候选信号向量集合内，确定在所述第二度量函数满足第二预设条件时的解调信号向量。

进一步的，基于所构建的、用于表征候选信号向量之间距离的第一度量函数，在所述相位旋转角度的预设角度空间内，确定在所述第一度量函数满足第一预设条件时的最佳相位旋转角度值，具体包括：

采用数值搜索算法，以预设步长在所述预设角度空间内进行全局搜索，确定在最小第一欧式距离最大时所述相位旋转角度的取值为所述最佳相位旋转角度值，所述最小第一欧氏距离由所述候选信号向量构建。

进一步的，基于所构建的、用于表征接收信号向量与所述候选信号向量之间距离的第二度量函数，在候选信号向量集合内，确定在所述第二度量函数满足第二预设条件时的解调信号向量，具体包括：

采用最大似然检测算法，确定在第二欧氏距离平方最小时所述候选信号向量的取值为所述解调信号向量，所述第二欧式距离由所述接收信号向量与信道矩阵、所述预编码矩阵和所述候选信号向量的乘积所构建。

本申请还提供了一种DCO-OFDM可见光通信系统中的发射端设备，包括：

多个发光模块，所述发光模块对应若干DCO-OFDM块，

第一处理器及第一存储器，所述第一存储器存储有可供所述处第一理器调用的第一计算机程序，所述第一计算机程序在调用时可执行：利用相位旋转角度组成的预编码矩阵，对DCO-OFDM信号进行相位域的处理，使任意所述 DCO-OFDM信号之间的相对距离差增大。

本申请还提供了一种DCO-OFDM可见光通信系统中的接收端设备，包括：

多个光探测器，

第二处理器及第二存储器，所述第二存储器存储有可供所述第二处理器调用的第二计算机程序，所述第二计算机程序在调用时可执行：基于所构建的、用于表征候选信号向量之间距离的第一度量函数，在所述相位旋转角度的预设角度空间内，确定在所述第一度量函数满足第一预设条件时的最佳相位旋转角度值，并且，基于所构建的、用于表征接收信号向量与所述候选信号向量之间距离的第二度量函数，在候选信号向量集合内，确定在所述第二度量函数满足第二预设条件时的解调信号向量。

本申请还提供了一种DCO-OFDM可见光通信系统，包括：如上述的发射端设备以及如上述的接收端设备。

本申请还提供了一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器调用可执行如上述的方法。

本申请的有益效果在于：

通过提供一种DCO-OFDM可见光通信系统、设备、介质及信号处理方法，在发射端，结合DCO-OFDM调制方式，对可见光信号进行相位旋转处理，并在接收端，在预设角度空间中求解确定最佳相位旋转角度值，再利用该最佳相位旋转角度值在预设的候选信号向量集合中求解确定解调信号向量，从而抑制信道相关性的不利影响，提升系统性能。

附图说明

图1是本申请实施例一的MIMO DCO-OFDM VLC系统模型的结构示意图。

图2是本申请实施例一中空间复用传输时，最小化距离

随θ₀和θ₁变化的曲面图。

图3是本申请实施例一中空间复用传输时，最小化距离

随θ₀和θ₁变化的俯视图。

图4是本申请实施例一中空间调制传输时，最小化距离

随θ₀和θ₁变化的曲面图。

图5是本申请实施例一中空间调制传输时，最小化距离

随θ₀和θ₁变化的俯视图。

图6是本申请实施例一的两种方法在对称布局与非对称布局下的BER性能示意图。

图7是本申请实施例一的2×2 DCO-OFDM VLC系统空间复用传输的BER性能比较示意图。

图8是本申请实施例一的2×2 DCO-OFDM VLC系统空间调制传输的BER性能比较示意图。

具体实施方式

下面结合一些实施例，对本申请所涉及发明创造的原理进行具体阐述，所举出的实施例用于解释发明创造，不代表本申请的保护范围仅仅只包含该些实施例，其他未列入下面内容的、属于发明创造构思下的实施例仍在本申请的保护范围内。

实施例一：

本申请实施例一提供了一种基于直流偏置光正交频分复用DCO-OFDM可见光通信系统的信号处理方法。以下分几个部分，对该方法进行具体说明。

由于可见光通信传输信号是非负实数，缺乏相位分量。因此，传统方法是在单载波调制方式上，通过调节传输信号的能量，减小信道间高相关性带来的影响，无法利用有效的相位分量。

然而，多载波调制使频域复数信号先保持埃尔米特对称，再经过逆傅里叶变换后转换为时域实信号进行传输，使得可见光信号的相位域处理在频域上变成可能。本文是第一个把直流偏置光正交频分复用(Direct Current Biased Optical -OrthogonalFrequency Division Multiplexing，DCO-OFDM)引入到可见光通信中，对可见光信号进行相位域处理，降低可见光通信信道间高相关性影响。本文提出了基于可见光通信DCO-OFDM信号相位旋转的两种预编码方法。

(一)系统模型

本文考虑一个发射端有N_t个LED，接收端有N_r个PD的VLC系统。本文考虑一个几何场景，其中发射机和接收机具有高度相关的信道。为了利用传输信号的相位信息来抑制信道相关性的影响，我们采用了N个子载波的DCO-OFDM 调制，如图1所示。假设DCO-OFDM块的数量为B，发送端要发送的信号可以表示成列向量的形式，即

其中X_k(n,i)表示的是经过M-QAM(M为调制阶数)调制映射的符号，第k(k＝0,…,N_t-1)个LED上的第i(i＝0,…,B-1)个DCO-OFDM块的第n(n＝0,…,N-1)个子载波上携带的频域数据。

表示所有LED上第i个DCO-OFDM的频域信号，其中X_k(i)＝[X_k(0,i),...,X_k(N-1,i)]^T表示第k个LED上的频域信号。

为了保证频域信号经过逆傅里叶变换可以得到实信号，输入信号X_k(n,i)必须满足埃尔米特对称，表示为：

X_k(n,i)经过IFFT变换后得到时域的双极性实信号

即

为了保证实信号的非负性，

需要加上直流偏置，直流偏置可以表示为[3]：

式中γ表示直流偏置比。如果叠加直流偏置之后有的信号还是为负值，就将其强制削波为0，所以最终的信号为

其中x_k(i)＝[x_k(0,i),...,x_k(N-1,i)]^T为第k个LED所要传输的时域信号。为了消除码间干扰(ISI)和信道间干扰(ICI)，需要加上循环前缀(CP)，CP的长度一般要大于等于信道脉冲响应的长度L。

第m个PD和第K个LED之间直射链路的信道增益表示如下：

式中，A_m表示第m个光电探测器PD的有效接收面积(m2)，d_m,k表示第 m个PD和第k个LED之间的距离(m)，ψ_m表示第m个PD的光视场角(o)，ψ_1/2表示PD的最大接收光视场半角FoV(o)，α表示朗伯辐射阶数，φ_k表示第k个LED的发射光视野角。

此外，LED本身也具有脉冲响应，而且受到其3-dB调制带宽的影响。LED 脉冲响应建模如下：

式中f_3dB表示LED的3-dB调制带宽。所以考虑有限调制带宽下的LED脉冲响应和直射链路信道脉冲响应，自由空间内的可见光信道增益可以描述为：

式中

表示卷积操作。对信道脉冲响应以间隔1/f_s进行离散采样，得到L 条离散信道路径，表示为h_m,k＝[h_m,k(0),h_m,k(1),…,h_m,k(L-1)]^T，h_m,k(l)代表第l(l＝0,…, L-1)条离散信道的脉冲响应。那么信道的频率响应为

所以LEDs和PDs之间第n个子载波上频域信道矩阵为：

接收信号进行去循环前缀处理后可以表示为：

Y(n,i)＝H(n)X(n,i)+Z(n,i) (2-10)

其中

表示所有PD对应接收到的第n个子载波第i个 DCO-OFDM块的信号。

其中Z_m(n,i)表示第m个PD上的均值为0，协方差为δ²的加性高斯白噪声。

为了保证系统性能，本文采用最大似然(Maximum Likelihood，ML)检测进行解调，并假设接收端已知信道脉冲响应。通过最小化接收信号向量与候选集合信号向量的欧几里得距离的平方，找出最可能的发送信号向量

式中S表示所有可能发送信号向量组成的集合，集合元素的个数为ξ。

(二)基于VLC信号相位旋转的预编码方法

由于VLC信道的高相关性，检测信号向量

容易发生模糊检测，即发送端发送的信号向量是X^p(n,i)，而接受端却判决成X^q(n,i)。因此本文基于 DCO-OFDM调制方式，提出一种基于信号联合相位旋转的预编码方法来抑制信道相关性的影响。本文提出的预编码方法是将所有的LED的发送信号当成有用信号分量进行联合设计，这与传统的对角预编码矩阵有所不同。由相位旋转角度组成的预编码矩阵为：Equation Chapter 3Section 1

其中θ_k,u(0≤θ_k,u≤2π,k,u＝0,...,N_t-1)表示相位旋转角度，

并且

为了保证每个LED上的发射功率相同，乘上系数

假设w_k,u表示矩阵

的第k行第u列的元素，矩阵

需满足的功率约束条件为：

将预编码矩阵

和发送信号X(n,i)相乘，所以公式(2-10)改写为：

为了保证系统实现最佳性能，接收端采用ML检测求解原始信号，最大似然检测的基本原理是计算接收信号向量与信道矩阵、预编码矩阵和所有候选信号向量的乘积间的欧几里得距离平方，选取使得欧几里得距离平方最小的对应的候选信号向量作为解调信号向量，由于信道具有很强的相关性，可能会造成其他候选信号向量得到的欧几里得距离平方与最小值非常接近甚至一样，当在有噪声影响时，就很容易造成错误判决。所以本文考虑使候选信号之间的最小欧氏距离达到最大，来减小错误判决的概率，使最小欧几里得距离达到最大值对应的相位旋转角度就是最佳相位旋转角。

令X^p(n,i)和X^q(n,i)分别表示候选信号向量集合S中的第p(p＝0,…,ξ-1)个和第q(q＝0,…,ξ-1,q≠p)个发射信号向量，所以任意两个发射信号向量间的最小欧几里得距离

为：

通过最大化最小欧几里得距离得到最佳相位旋转角度

公式(3-5)是一个非凸优化函数，所以很难找到它的闭合解。本文采用数值搜索算法来求的最佳相位旋转角度，以步长Δ_θ在角度空间中进行全局搜索，取得最大的最小欧几里得距离的相位旋转角度即为最佳相位旋转角度。

通过以上方法可以得出相应的预编码矩阵，因此接收端的解调公式应修改为：

可以发现通过对信号进行预处理使得任意信号间的相对距离差增大，其实也可以把

当成等效信道矩阵，相当于预编码矩阵对信道矩阵作了预处理，使得信道间的差异性最大化，从而降低高相关性信道对系统性能的影响。

以2×2VLC系统为例，LED0和LED1的空间坐标为(0.0m,0.5m,2.0m)， (0.0m，-0.5m，2.0m)，PD0和PD1的坐标分别为(0.0m,0.3m,0.0m)， (0.0m,-0.3m,0.0m)，记为空间位置1。根据公式(2-5)至(2-8)得信道矩阵为：

由于对称分布且根据公式

可得d0,0＝d1,1，d1,0＝d0,1。假设所有LED发射端光视场角，PD探测器的光视场角、有效光敏面积和LED的调制带宽分别相同，所以有H_0,0(n)＝H_1,1(n)，H_1,0(n)＝H_0,1(n)。所以信道矩阵可以简化为：

为了简便，因为相位旋转是相对的，所以可以令θ_0,0＝0°，只要另外三个旋转因子找到合适的旋转角度，这样求的结果和同时旋转4个旋转因子是等价的，因为旋转角度的作用就是为了增大信号间的相对距离差，这样还可以降低实现的复杂度。所以预编码矩阵为：

如果发射信号采用空间复用(Spatial Multiplexing,SMP)传输，4QAM调制，则发射信号向量集合S的中元素的个数ξ＝16，如果发射信号采用空间调制(SpatialModulation,SM)传输，4QAM调制，则发射信号向量集合S的中元素的个数ξ＝8。令

Γ为4QAM调制信号集合，元素个数为4，所以

根据公式(3-5)对θ_0,1,θ_1,1以步长Δ_θ＝1°在[0,π/2]中进行全局搜索，可得出其最佳相位旋转角度。通过搜索算法可以得出SMP传输时，相应的最佳相位旋转角度为

SM传输时，相应的最佳相位旋转角度为

(三)改进的基于相位旋转的预编码方法

当发射端LED和接收端PD的数量很大，要求解的相位因子数量大大增加，因此通过最优预编码矩阵求解最佳相位旋转角度时复杂度会指数式增加。所以需要提出复杂度更低的相位旋转预编码方法。为了降低复杂性，我们首先分析信道的对称性，引理1如下所示。Equation Chapter 4 Section 1

引理1：对于典型的室内LEDs和PDs布局为中心对称的MIMO系统，矩阵H^H(n)H(n)的任意行的元素和是相等的，任意列的元素和也是相等的。

证明：假设室内的LED和PD布局为中心对称，那么对称位置上LED和 PD的距离是相等的。LED发射端光视场角，PD接收端光视场角，PD探测器的有效光敏面积和LED的调制带宽都一样，只考虑空间位置的影响。根据公式 (2-5)至(2-7)可得，对称位置上的信道状态信息也是一样的。对于信道矩阵H(n)，所有的行所包含的元素是相同的，所有的列所包含的元素是相同的。这意味着，所有行的和是相同的，所有列的和也是相同的。对于任意行m＝0,...,N_r-1，每行和表示为

对于任意列k＝0,...,N_t-1，每列和表示为

由于矩阵的共轭转置特性，所以有

令Α＝H^H(n)H(n)，右上角的H表示共轭转置，表示如下：

式中，A_p,k表示为矩阵Α的第p行第k列的元素(p,k＝0,…,N_t-1)，表示为：

令

表示矩阵Α第p行元素的和，

表示矩阵Α第k列元素的和。对于任意行p＝0,...,N_t-1，每行和为

对于任意列k＝0,...,N_t-1，每列和为

所以可以得出矩阵Α的任意行的元素和是相等的，任意列的元素和也是相等的，引理1得证。

根据引理1，可以得到引理2如下所示。

引理2：对于典型的室内LEDs和PDs布局为中心对称的MIMO系统，预编码矩阵(3-1)中的旋转因子有

证明：分析公式，令ε(n)＝[X^p(n,i)-X^q(n,i)]∈Δ时取得最小欧几里得距离，Δ为任意两个候选信号的差值集合，集合大小为M²。所以最小欧几里得平方距离公式 (3-4)可以写为：

令ε_u(n,i)表示ε(n,i)的第u个元素。所以上式可以扩展为：

为了简便。令

再将

代入上式可得：

为了找到最佳的相位旋转角度，可以对公式(4-11)求导。以θ_x,y为例，

对θ_x,y求偏导：

再令

所以公式(4-12)可简写为：

根据前一节的内容可知，对于LED和PD是中心对称布局的VLC系统来说，根据引理1可知，当p＝0,...,N_t-1时，

是相等的，当k＝0,...,N_t-1时，

是相等的。所以当y固定，x＝0,...,N_t-1变化时，所以有

由公式(4-14)得

那么就有

当x固定不变， y＝0,...,N_t-1变化时，观察公式(4-13)，其中存在

所以可以得出

将其代入公式(4-14)可以得出

所以有

引理2得证。

引理2表明，对于相同LED上的信号的最佳相位旋转因子是一样的，而不同LED上的信号的最佳相位旋转因子是有差异的。所以我们可以将相同的旋转因子设为同一个参数，大大降低相位旋转因子的数量，进而降低搜索最佳相位旋转角度的复杂度，预编码矩阵改写为：

此时

所以当LED和PD布局是中心对称分布时，所以可以令公式(3-5)中的θ₁＝θ₂快速得出多LED的相位旋转角度。

同样，以LED和PD设置为空间位置1的2×2VLC系统为例，注意到，在此系统中LED和PD布局为对称分布，所以可以采用前面提出的改进的方法来求解最佳相位旋转角度。信道矩阵和前面一样，不过预编码矩阵改为：

同样地，分别考虑4QAM调制的空间复用和空间调制传输系统，公式(3-4) 改写为：

根据公式(3-5)对θ₀，θ₁以步长Δ_θ＝1°在[0,π/2]中进行全局搜索，可以得出最小化距离随θ₀，θ₁变化的曲面图。

图2表示的是空间复用传输时，最小化距离随θ₀，θ₁变化的曲面图，图中四条最高的线即为最佳相位旋转角度对应的最大的最小欧几里得距离平方。图 3表示其俯视图，图中四条黄线上的点对应的值(θ₀,θ₁)就是最佳相位旋转角度

也可以得出其满足的直线方程为：

θ₁＝θ₀+30°

θ₁＝θ₀+60°

θ₁＝θ₀-30°

θ₁＝θ₀-60° (4-18)

其中，θ₀,θ₁∈[0,π/2]。

图4表示的是空间调制传输时，最小化距离随θ₀，θ₁变化的曲面图。同样的，图中2条最高的线即为最佳相位旋转角度对应的最大的最小欧几里得距离平方。图5表示其俯视图，图中2条黄线上的点对应的值(θ₀,θ₁)就是最佳相位旋转角度

也可以得出其满足的直线方程为：

θ₁＝θ₀+45°

θ₁＝θ₀-45° (4-19)

其中，θ₀,θ₁∈[0,π/2]。

(四)系统性能分析

前文介绍了两种基于相位旋转的预编码方法，下面对这些方法进行系统性能分析。

一、复杂度分析

下面进行复杂度分析，假设是基于N_r×N_t的VLC系统，对于第一种相位旋转预编码方法来说，需要对

个相位因子进行搜索。而对于每一个相位因子要在[0,θ_max]的角度空间进行搜索，搜索步长为Δ_θ，所以搜索次数为θ_max/Δ_θ+1。并且对于相位因子需要遍历所有的候选信号来找到最小欧几里得距离，遍历次数为ξ(ξ-1)。所以最终求解最佳相位旋转角度的复杂度为

对于改进的相位旋转预编码方法来说，相位旋转因子数量减少到N_t个，那么需要对N_t个相位因子进行搜索，采用同样的相位旋转因子搜索算法，所以最终的复杂度为

二、理论误码率分析

本文基于DCO-OFDM调制，并且对信号进行相位旋转预处理，所以第i 个OFDM块上的第n个子载波的成对误差概率标表示为：

那么联合界误码率公式为

对于OFDM块数量为B，子载波数量为N的MIMO DCO-OFDM VLC通信系统，通过对P_b(n,i)累加求平均值得到，表示为：

因为赫米特对称操作，所以用来传输有效符号的子载波数量为(N/2)-1。所以只考虑第1个到第N/2个子载波上比特误码率。又由于考虑了B个OFDM 块，所以要除以B得到平均误码率。从后文的仿真图也可以看出都是仿真结果是接近于理论结果的。

三、仿真结果及分析

本节使用蒙特卡洛进行仿真分析。首先，基于空间复用传输，分别对所提出的两种相位旋转预编码方法进行性能仿真，比较了在LED和PD对称布局和非对称布局的性能，再分析了LED之间距离的变化对系统BER的影响；之后，将所提得出的方法应用于空间复用和空间调制传输的VLC系统，并与传统预编码技术进行了对比。在本节的仿真中，可见光信道脉冲响应采用公式(2-5)至(2-8) 计算得到，其他仿真参数如表1所示。

表1DCO-OFDM VLC系统的仿真参数

首先，两种预编码方法性能比较

本文所提出的第二种预编码方法被证明适用于LED和PD对称布局的情况，而且本文主要分析高相关信道，为了不失一般性，本节同样考虑了LED和 PD非对称布局且信道相关性高的性能情况。对于对称布局的2×2系统，还是以空间位置1为例，通过公式(2-5)至(2-8)可计算得到0时刻的脉冲响应为：

计算得到其相关性为0.99。对于非对称布局的2×2系统中，LED0和LED1 的空间坐标为(0.6m,0.4m,2.0m)，(0.3m，-0.5m，2.0m)，PD0和PD1 的坐标分别为(-1.0m,-1.3m,0.0m)，(-0.5m,1.2m,0.0m)，通过公式(2-5) 至(2-8)可计算得到0时刻的脉冲响应为：

计算得到其相关性为0.83。对比两个信道可以发现，当LED和PD距离较近时，虽然相关性较大，但是信道增益较大，而当LED和PD距离增大时，虽然相关性变小，但是信道增益也变小。在图6中，此对称布局得到的性能优于这个非对称布局系统的性能，这就是由于其较高的信道增益导致的。

其实由前文可知，对于对称布局的2×2的系统，两种基于相位旋转的方法所求解得到的相位旋转角度是部分相同的，所以说这两种方法得到的性能是一样的。如图6所示，对于对称布局的空间位置1，两种方法的所得到的BER曲线是重叠的。而对于非对称布局的VLC系统，后提出的改进方法的性能虽然比第一种相位旋转方法大约差0.5dB，但是复杂度却分别降低了2倍。这是因为第一种方法是对所有旋转因子进行求解，得到的是最优的相位旋转因子，所以表现出稍好的性能，但这是以系统复杂度为代价的。而后提出的方法虽然性能有所降低，但是系统复杂度却大大降低。这说明虽然第二种方法是基于LED和 PD对称布局分布所推导出来的，但如果为了降低系统复杂度，极低的性能衰减也是可以接受的，这就使得它同样可以用于非对称布局系统中。

其次，性能分析比较

同样，以空间位置1的高相关性信道为例，分别考虑空间复用和空间调制传输时，将本节所提方法与现有的方法进行分析比较。图7展示了空间复用传输的2×2 DCO-OFDMVLC系统中，本节所提出的相位旋转方法的误码率性能。显然，由于信道相关性高，未进行预编码处理的误码率性能最差。本文提出的两种相位旋转方法在误码率性能方面比未进行预编码处理方法提高了19 dB。再与功率不平衡和开环预编码方法相比，本节提出的两种相位旋转方法的误码率性能提高了6dB。图8展示了所提出的两种相位旋转方法的在空间调制传输下2×2 DCO-OFDMVLC系统中的误码率性能。同样，未进行预编码处理方法的误码性能最差，比本节提出的方法多需要24dB。本节提出的方法在误码率性能方面分别比功率不平衡和空间调制预编码方法高出9.5dB和4dB。而且从图7和8可以看出，本节所提出的方法在高SNR下，仿真结果接近于理论结果，这验证了本节所提方法的有效性。因此，该方法适用于信道相关性较高的空间复用和空间调制传输的MIMO DCO-OFDM VLC系统。

结论

为了抑制信道相关性的不利影响，进一步提出提升系统性能，本文与 DCO-OFDM调制技术相结合，对信号的相位域进行处理，提出了基于可见光信号相位旋转的预编码方法。为了降低搜索最佳相位旋转因子的复杂度，分析了LED和PD对称布局的系统，信道矩阵的转置与信道矩阵相乘得到的矩阵的任意行的元素和是相等的，任意列的元素和也是相等的。然后推导证明了对于相位旋转预编码矩阵中的每一列旋转因子是一样的，把相位旋转因素数量从

个减少到N_t个，复杂度大大降低。最后也对所提出的方法进行性能仿真分析，对于对称布局的2×2系统而言，两种方法可以获得同样的BER性能，而对于非对称布局系统而言，改进的方法可以以较低复杂度实现非常接近的BER性能。最后基于2×2的空间复用和空间调制传输系统进行仿真，表明本文所提出的方法在空间复用和空间调制传输下的MIMO系统中都可以获得较好的性能，并且和现有的方法进行比较，本文所提出的方法都表现出更好的BER性能，而且仿真结果在高信噪比条件下也是接近于理论结果的，进一步验证了本章提出的方法可以提升系统的BER系统性能，抑制信道高相关性的不利影响。

实施例二：

本实施例主要提出了一种DCO-OFDM可见光通信系统中的发射端设备，包括：

多个发光模块，所述发光模块对应若干DCO-OFDM块，

本实施例还提供了一种DCO-OFDM可见光通信系统中的接收端设备，包括：

多个光探测器，

本实施例还提供了一种DCO-OFDM可见光通信系统，包括：如上述的发射端设备以及如上述的接收端设备。

本实施例还提供了一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器调用可执行如上述实施例一的方法。

通过硬件组件来实现上述系统、设备、介质中示出的执行，这里针对实施例一或实施例二描述的操作的设备、单元、模块、装置和其他组件。硬件组件的示例包括控制器、传感器、生成器、驱动器、存储器、比较器、算术逻辑单元、加法器、减法器、乘法器、除法器、集成器、处理器以及本领域普通技术人员所知的被配置为执行本申请中描述的操作的任意其他电子组件。在一个示例中，通过一个或多个处理器或计算机来实现硬件组件。通过一个或多个处理元件(诸如，逻辑门的阵列、控制器和算术逻辑单元、数字信号处理器、微型计算机、可编程逻辑控制器、现场可编程门阵列、可编程逻辑阵列、微处理器或本领域普通技术人员所知的能够以限定的方式响应并执行指令以获得期望结果的任意其他装置或装置的组合)来实现处理器或计算机。

在一个示例中，处理器或计算机包括或连接到存储由处理器或计算机执行的指令或软件的一个或多个存储器。通过处理器或计算机实现的硬件组件执行指令或软件(诸如，操作系统OS和在OS上运行的一个或多个软件应用)，以执行这里针对实施例一或实施例二描述的操作。硬件组件还响应于指令或软件的执行而访问、操控、处理、创建和存储数据。为了简明，单数术语“处理器”或“计算机”可用于这里描述的示例的描述，但在其他示例中，多个处理器或计算机被使用，或者处理器或计算机包括多个处理元件或多种类型的处理元件或二者。在一个示例中，硬件组件包括多个处理器，在另一示例中，硬件组件包括处理器和控制器。硬件组件具有任意一个或多个不同的处理配置，其示例包括单个处理器、独立处理器、并行处理器、单指令单数据SISD多处理、单指令多数据SIMD多处理、多指令单数据MISD多处理和多指令多数据MIMD 多处理。

通过被实现为如上所述的执行指令或软件以执行本申请中描述的由方法执行的操作的计算硬件(例如，通过一个或多个处理器或计算机)来执行在实施例一或实施例二中示出的执行本申请中描述的操作的方法。例如，可通过单个处理器、或者两个或更多个处理器、或者处理器和控制器来执行单个操作或者两个或更多个操作。可通过一个或多个处理器、或者处理器和控制器来执行一个或多个操作，可通过一个或多个其他处理器、或者另一处理器和另一控制器来执行一个或多个其他操作。一个或多个处理器、或者处理器和控制器可执行单个操作或者两个或更多个操作。用于控制处理器或计算机实现硬件组件并且执行如上面描述的方法的指令或软件可被写为计算机程序、代码段、指令或它们的任何组合，以单独地或共同地指示或配置处理器或计算机作为用于执行由硬件组件执行的操作和如上所述的方法的机器或专用计算机进行操作。在一个示例中，指令或软件包括直接由处理器或计算机执行的机器代码，诸如，由编译器产生的机器代码。在另一示例中，指令或软件包括由处理器或计算机使用解释器执行的更高级代码。本领域普通编程人员可基于公开了用于执行由硬件组件执行的操作和如上所述的方法的算法的附图中示出的框图和流程图以及说明书中的相应描述，容易地编写指令或软件。

用于控制处理器或计算机实现硬件组件并且执行如上所述的方法的指令或软件以及任何相关联的数据、数据文件以及数据结构可被记录、存储或固定在一个或多个非暂时性计算机可读存储介质中，或被记录、存储或固定在一个或多个非暂时性计算机可读存储介质上。非暂时性计算机可读存储介质的示例包括：只读存储器ROM、随机存取存储器RAM、闪存、CD-ROM、CD-R、CD+R、 CD-RW、CD+RW、DVD-ROM、DVD-R、DVD+R、DVD-RW、DVD+RW、DVD-RAM、BD-ROM、BD-R、BD-R LTH、BD-RE、磁带、软盘、磁光数据存储装置、光学数据存储装置、硬盘、固态盘和本领域普通技术人员所知的任意装置，所述任意装置能够以非暂时性的方式存储指令或软件以及任何相关联的数据、数据文件和数据结构，并将指令或软件以及任何相关联的数据、数据文件以及数据结构提供给处理器或计算机，以便处理器或计算机能执行指令。在一个示例中，指令或软件以及任何相关联的数据、数据文件以及数据结构被分布在联网的计算机系统上，使得指令和软件以及任何相关联的数据、数据文件以及数据结构通过处理器或计算机以分布式的方式被存储、访问和执行。

虽然本公开包括特定示例，但是本领域普通技术人员在获得本主题申请的公开的全面理解之后将清楚的是：在不脱离权利要求和它们的等同物的精神和范围的情况下，可对这些示例进行形式和细节上的各种改变。在此描述的示例应仅在描述意义上考虑，而非为了限制的目的。在每个示例中的特征或方面的描述将被视为可应用于其他示例中的相似特征或方面。如果以不同的顺序执行描述的技术，和/或如果描述的系统、架构、装置或电路中的组件以不同方式被组合和/或被其他组件或其等同物替代或补充，则可实现合适的结果。因此，本公开的范围并非由具体实施方式限定，而是由权利要求和它们的等同物所限定，并且在权利要求和它们的等同物的范围内的所有变化将被解释为包括在本公开中。

Claims

1.一种基于直流偏置光正交频分复用DCO-OFDM可见光通信系统的信号处理方法，所述可见光通信系统包括：位于发射端的多个发光模块以及位于接收端的多个光探测器，所述发光模块对应若干DCO-OFDM块，其特征在于，包括：

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，基于所构建的、用于表征候选信号向量之间距离的第一度量函数，在所述相位旋转角度的预设角度空间内，确定在所述第一度量函数满足第一预设条件时的最佳相位旋转角度值，具体包括：

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，基于所构建的、用于表征接收信号向量与所述候选信号向量之间距离的第二度量函数，在候选信号向量集合内，确定在所述第二度量函数满足第二预设条件时的解调信号向量，具体包括：

4.一种DCO-OFDM可见光通信系统中的发射端设备，其特征在于，包括：

多个发光模块，所述发光模块对应若干DCO-OFDM块，

第一处理器及第一存储器，所述第一存储器存储有可供所述处第一理器调用的第一计算机程序，所述第一计算机程序在调用时可执行：利用相位旋转角度组成的预编码矩阵，对DCO-OFDM信号进行相位域的处理，使任意所述DCO-OFDM信号之间的相对距离差增大。

5.一种DCO-OFDM可见光通信系统中的接收端设备，其特征在于，包括：

多个光探测器，

6.一种DCO-OFDM可见光通信系统，其特征在于，包括：如权利要求4所述的发射端设备以及如权利要求5所述的接收端设备。

7.一种计算机存储介质，其特征在于，所述计算机存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器调用可执行如权利要求1-3中任一项所述的方法。