CN112637096B - 基于混沌成形滤波器和脉冲位置调制的差分键控通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于混沌成形滤波器和脉冲位置调制的差分键控通信方法，步骤包括：步骤1、设置通信系统的相关参数；步骤2、准备待发送传输信号的第一、第二、第三路信息；步骤3、利用混沌成型滤波器生成混沌信号；步骤4、确定待传输参考信号；步骤5、确定待传输信息信号；步骤6、确定发送信号；步骤7、对接收信号分别进行下载频和匹配滤波；步骤8、对I路和Q路滤波信号的最大信噪比点采样；步骤9、采样序列重组；步骤10、第一路信息比特恢复判决；步骤11、第二路和第三路信息比特恢复判决，完成解码过程。本发明方法，具有更高的数据传输速率，提升了误码率性能。

Description

基于混沌成形滤波器和脉冲位置调制的差分键控通信方法

技术领域

本发明属于混沌通信技术领域，涉及一种基于混沌成形滤波器和脉冲位置调制的差分键控通信方法。

背景技术

混沌信号由于其宽频谱、类噪声、初值敏感性等特点，被广泛应用于通信当中，混沌通信作为一种保密通信方案迅速发展。而随着研究的深入，混沌保密通信的保密性能被证明没有明显优势。因此，混沌通信的研究转移到了实际信道下利用混沌提高通信性能研究。混沌通信不仅被成功应用于光纤信道中，而且作为一种经典扩频通信方案的混沌差分键控方案更是形成了本地网络通信标准，如IEEE 802.15.6。同时，最新研究成果表明混沌作为基带信号接收端可以通过简单匹配滤波器最大化信噪比；另外，混沌特性可以用于解决无线通信中的码间干扰(ISI)问题。

虽然混沌差分键控方案已经具备了较好的性能。但由于其使用一半时间传输参考信号，使得传输速率较低。因此，提高混沌差分键控通信的传输速度同时降低误码率成为研究的重点。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于混沌成形滤波器和脉冲位置调制的差分键控通信方法，解决了现有技术中存在的传输速率较低、误码率偏高的问题。

本发明所采用的技术方案是，一种基于混沌成形滤波器和脉冲位置调制的差分键控通信方法，按照以下步骤具体实施：

步骤1、设置通信系统的相关参数；

步骤2、准备待发送传输信号的第一路信息Α_N＝(a₁,a₂,...,a_n,...,a_N)，第二路信息b，第三路信息c，其中第一路和第二路信息比特为+1或-1，第三路信息0≤c≤(M-1)；

步骤3、利用混沌成型滤波器生成混沌信号；

步骤4、确定待传输参考信号；

步骤5、确定待传输信息信号；

步骤6、确定发送信号，

将待传输参考信号I(t)和信息信号Q(t)按照下式分别经过上载频得到发送信号T(t)，表达式见式(3)：

T(t)＝I(t)·sin(2πf_ct)+Q(t)·cos(2πf_ct) (3)

其中f_c为数字上载频频率；

步骤7、对接收信号分别进行下载频和匹配滤波；

步骤8、对I路和Q路滤波信号的最大信噪比点采样；

步骤9、采样序列重组；

步骤10、第一路信息比特恢复判决，将X^I矩阵按行求和得到求和序列α＝[α₁,α₂,...,α_n,...,α_N]，其中第n个值

恢复第一路信息比特，表达式见式(8)：

步骤11、第二路和第三路信息比特恢复判决，将步骤10中的求和序列α与步骤9中Q路重组矩阵X^Q的转置相乘，表达式见式(9)：

其中上标T_r表示转置操作，计算β序列绝对值最大值的索引值

其中abs(·)表示求绝对值，则β_z为β序列中的第z(1≤z≤M)个值，

按照下式(10)恢复第二路信息比特：

按照下式(11)恢复第三路多进制信息符号：

完成解码过程。

本发明的有益效果是，包括以下方面：

1)本发明方法能够同时传输三路信息，第一路采用具有高通信速率的星座图映射方法，第二路采用具有高可靠性的扩频通信方法，第三路采用具有多进制传输能力的位置索引通信方法。接收端将接收信号通过匹配滤波器采样后，通过将最佳信噪比序列的增强去噪技术，分别恢复三路通信比特流。本发明中使用混沌成型滤波器产生混沌信号的同时实现了对第一路信息的调制，采用的混沌差分键控实现了第二路信息的调制，同时由于脉冲位置调制的加入，使得第三路多进制数据可以实现传输。因此，该发明相较于传统方案具有更高的数据传输速率；

2)本发明方法在接收端使用对应的匹配滤波器实现最大化信噪比的效果，由于最大化信噪比点的应用使得误码率性能更好。因为参考信号存在信道冗余，可以使用冗余信息进行第一路信号信噪比增强，提高了第一路信息传输性能。同时参考信号的优化提升了第二路、第三路信息的误码率性能。

附图说明

图1是本发明方法采用的发送端框图；

图2是本发明方法采用的接收端框图；

图3是本发明方法采用的混沌成型滤波器基函数曲线；

图4是本发明方法第一路信息经过混沌成型滤波器产生的混沌信号；

图5是本发明方法实施例待传输的参考信号；

图6是本发明方法实施例待传输的信息信号；

图7是本发明方法实施例经过上载频后的发射信号；

图8是本发明方法实施例接收信号经过匹配滤波器的I路输出信号；

图9是本发明方法实施例接收信号经过匹配滤波器的Q路输出信号；

图10是高斯信道下M＝2时不同方法的误码率仿真结果；

图11是高斯信道下M＝4时不同方法的误码率仿真结果；

图12是无线信道下M＝2时不同方法的误码率仿真结果；

图13是无线信道下M＝4时不同方法的误码率仿真结果。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

参照图1和图2，分别为本发明方法采用的发射端和接收端系统框图，本发明方法，按照以下步骤具体实施：

步骤1、设置通信系统的相关参数，包括混沌成型滤波器基频f、扩频增益系数L、数据进制M＝2^k、采样频率f_s，则一个混沌符号增益系数n_s＝f_s/f，且一帧传输信号能够发送第一路N＝L/(M*n_s)个二进制信息，第二路1个二进制信息，第三路1个多进制信息，对应k个二进制信息；

在实施例中，设定混沌成型滤波器基频f＝8Hz，扩频增益系数L＝256，数据进制M＝2²＝4，采样频率f_s＝128Hz，则一个混沌符号增益系数n_s＝16，一帧传输信号发送第一路信息比特N＝4个，第二路1个二进制信息，第三路1个4进制信息，对应k＝2个二进制信息；

步骤2、准备待发送传输信号的第一路信息Α_N＝(a₁,a₂,...,a_n,...,a_N)，第二路信息b，第三路信息c，其中第一路和第二路信息比特为+1或-1，第三路信息0≤c≤(M-1)；

在实施例中，假定待发送的第一路信息Α₄＝(a₁,a₂,a₃,a₄)＝(-1,1,1,1)，第二路信息b＝-1，第三路信息c＝2；

步骤3、利用混沌成型滤波器生成混沌信号，将第一路N个二进制信息Α_N＝(a₁,a₂,...,a_n,...,a_N)送入如下的混沌成型滤波器(Chaotic Shape-forming Filter,CSF)得到混沌信号，表达式见式(1)：

其中t为系统时间，u(t)为混沌成型滤波器输出的混沌参考信号，a_n是第一路中第n个待传输信息，

是小于t的最大整数，基函数δ(t)如式(2)所示：

其中f为步骤1中设置的混沌成型滤波器基频，参数ω＝2πf，β＝fln2，混沌信号u(t)的增益系数G＝L/M；

在实施例中，由于步骤1中设定采样频率f_s＝128Hz，混沌信号基频f＝8Hz，一个混沌符号增益系数n_s＝16，则对应的采样时间t＝0,1/128,2/128,…，图3为对应的混沌基函数图形。混沌成型滤波器实现了将待传输信号与基函数δ(t)的卷积操作，将步骤2中给定的第一路信息比特Α₄＝(-1,1,1,1)带入混沌成型滤波器中，得到的混沌信号如图4所示，其中实线为混沌信号u(t)，虚线为对应的第一路信息比特(-1,1,1,1)。此外，混沌信号u(t)的增益系数G＝L/M＝64，结合采样频率f_s＝128Hz，可知u(t)的持续时间t∈[0,0.5)s；

步骤4、确定待传输参考信号，

将混沌信号u(t)重复M次，得到待传输参考信号

在实施例中，M＝4，即将步骤3中的信号u(t)重复4次，对应的待传输信号I(t)如图5所示，由于u(t)持续时间t∈[0,0.5)秒，则I(t)持续时间t∈[0,2)秒；

步骤5、确定待传输信息信号，

将混沌信号乘以第二路信息b，得到第二路信息信号d(t)＝bu(t)，并得到待传输信息信号

其中d(t)为待传输信号Q(t)的第(c+1)段，其他位置值为零，即d(t)的前面补齐G·c个0，d(t)后面补齐G·(M-c-1)个0；

在实施例中，由步骤2可知，待传输的第二、第三路信息分别为b＝-1,c＝2，则d(t)＝-u(t)，且d(t)位于待传输信号Q(t)的第3段。结合步骤3，一段信号包含G＝64个采样点，则d(t)前面补齐128个0，后面补齐64个0，如图6所示；

步骤6、确定发送信号，

将待传输参考信号I(t)和信息信号Q(t)按照下式分别经过上载频得到发送信号T(t)，表达式见式(3)：

T(t)＝I(t)·sin(2πf_ct)+Q(t)·cos(2πf_ct) (3)

其中f_c为数字上载频频率；

在实施例中，设定上载频频率f_c＝1MHz，对应的传输信号T(t)如图7所示；

步骤7、对接收信号分别进行下载频和匹配滤波，

接收信号R(t)经过数字下载频，得到两路子信道传输信号v^I(t)和v^Q(t)，如式(4)所示：

v^I(t)＝R(t)sin(2πf_ct)＝(T(t)+w^I(t))sin(2πf_ct)

v^Q(t)＝R(t)cos(2πf_ct)＝(T(t)+w^Q(t))cos(2πf_ct), (4)

其中w^I(t)和w^Q(t)为两路子信道噪声，将v^I(t)和v^Q(t)分别送入式(5)所示的匹配滤波器，表达式如下：

其中(·)表示为I和Q，ξ^(·)分别表示I路和Q路的滤波输出，v^(·)为I路和Q路的下载频信号，g(t)＝δ(-t)为CSF基函数δ(t)的时间逆函数，τ是积分变量；

在实施例中，为了清楚的显示信号变化规律，考虑无噪声情形，即w^I(t)＝0和w^Q(t)＝0。匹配滤波器实现了接收信号和基函数δ(t)时间逆函数的卷积操作，I路和Q路的滤波信号ξ^I和ξ^Q分别如图8和图9所示；

步骤8、对I路和Q路滤波信号的最大信噪比点采样，按照t＝1/f间隔分别对I路和Q路滤波信号的最大信噪比点采样，得到最大信噪比序列y⁽.⁾(m)，表达式见式(6)：

其中1≤m≤MN为第m个采样点，采样序列表示为Y^(.)＝[y^(.)(1),y^(.)(2),...,y^(.)(MN)]；

在实施例中，以t＝1/8秒的间隔采样，共MN＝16个采样点。按照上式(6)分别对I路和Q路滤波信号ξ^I和ξ^Q采样，对应的采样时间和采样值如下表1和图8、图9中方框标记所示；

表1、实施例中I路和Q路滤波信号的采样时间和采样值

步骤9、采样序列重组，分别对I路和Q路采样序列进行重组，将I路和Q路采样序列Y^(.)重组，表达式见式(7)：

在实施例中，按照上式(7)将I路和Q路采样序列分别重组为：

步骤10、第一路信息比特恢复判决，将X^I矩阵按行求和得到求和序列α＝[α₁,α₂,...,α_n,...,α_N]，其中第n个值

恢复第一路信息比特，表达式见式(8)：

在实施例中，X^I按行求和得到求和序列α＝[-51.034 40.199 38.184 39.260]，共N＝4个值，则第一路信息比特通过上式可恢复为

步骤11、第二路和第三路信息比特恢复判决，将步骤10中的求和序列α与步骤9中Q路重组矩阵X^Q的转置相乘，表达式见式(9)：

其中上标T_r表示转置操作，计算β序列绝对值最大值的索引值

其中abs(·)表示求绝对值，则β_z为β序列中的第z(1≤z≤M)个值，

按照下式(10)恢复第二路信息比特：

按照下式(11)恢复第三路多进制信息符号：

完成解码过程。

在实施例中，将求和序列α与矩阵X^Q的转置相乘，得到下式(12)：

上述β序列绝对值最大值的索引值是：

则第二路信息比特通过判断β₃＝-1781.164恢复信息

第三路多进制信息符号

解码过程结束。

仿真验证：

1)单径信道下的误码率。

仿真采用高斯信道模型，测试不同方案在相同扩频增益与相同传输速率下的误码率性能，仿真结果如图10和图11所示。仿真中以本发明方法(CSF-PPM-DCSK)，与传统脉冲位置调制的混沌差分键控方案(PPM-DCSK)和基于排列检索的混沌差分键控方案(PI-DCSK)进行对比。所有方案的扩频增益均设置为L＝512，采样频率f_s＝40MHz，其中本方案混沌信号基频f＝2.5MHz，f_c＝5MHz，则对应n_s＝16。图10中设置M＝2，表示第一路信息一次传输N＝16个比特，第三路一次传输的1个多进制符号对应表示1个二进制比特。图11中设置M＝4，表示第一路信息一次传输N＝8个比特，第三路一次传输的1个多进制符号对应表示2个二进制比特。图中横坐标表示信噪比、纵坐标表示误码率。由图10和图11的仿真结果可以看出，本发明方法相对于对比方案具有更低的误码率，并且通信速率远远高于对比方案。同时，随着进制M的增加，第一路信息误码率快速下降。

2)无线信道下的误码率。

无线信道下，相同扩频增益与相同传输速率下的误码率性能如图12和图13所示，其中图12为M＝2时的仿真结果，图13为M＝4时的仿真结果，所有通信参数设置与高斯信道下的仿真一致。仿真中三条路径的平均功率增益为E₁＝0.6、E₂＝0.3、E₃＝0.1，其分别对应的延时为τ₁＝0秒、τ₂＝0.00039秒、τ₂＝0.00098秒。可以看到，本方案在M＝2和M＝4时的第二路和第三路信息始终具有较好的误码性能，尤其在低信噪比下明显优于对比方案，同样通过M的增加提高了第一路信息的多径抵抗能力，误码率低于第二、第三路信息，性能得到有效提升。

综上所述，本发明的方法，使用混沌成型滤波器产生混沌信号，该混沌信号不仅实现了对第一路数据的调制，同时作为第二路信息调制的参考信号参与第二路和第三路信息调制，发送端通过脉冲位置调制的使用实现了多进制、高速率传输，接收端使用对应的匹配滤波器减少环境噪声的影响，并使用冗余的参考信号提高了第一路信息的误码性能，进而实现了对第二、第三路误码率性能的提升。

Claims (4)

1.一种基于混沌成形滤波器和脉冲位置调制的差分键控通信方法，其特征在于，按照以下步骤具体实施：

步骤1、设置通信系统的相关参数，设置通信系统的具体过程是，包括混沌成型滤波器基频f、扩频增益系数L、数据进制M＝2^k、采样频率f_s，则一个混沌符号增益系数n_s＝f_s/f，且一帧传输信号能够发送第一路N＝L/(M*n_s)个二进制信息，第二路1个二进制信息，第三路1个多进制信息，对应k个二进制信息；

步骤2、准备待发送传输信号的第一路信息Α_N＝(a₁,a₂,...,a_n,...,a_N)，第二路信息b，第三路信息c，其中第一路和第二路信息比特为+1或-1，第三路信息0≤c≤(M-1)；

步骤3、利用混沌成型滤波器生成混沌信号，具体过程是，

将第一路N个二进制信息Α_N＝(a₁,a₂,...,a_n,...,a_N)送入如下的混沌成型滤波器得到混沌信号，表达式见式(1)：

其中，t为系统时间，u(t)为混沌成型滤波器输出的混沌参考信号，a_n是第一路中第n个待传输信息，

是小于t的最大整数，基函数δ(t)见式(2)：

其中，f为步骤1中设置的混沌成型滤波器基频，参数ω＝2πf，β＝fln2，混沌信号u(t)的增益系数G＝L/M；

步骤4、确定待传输参考信号，具体过程是，

将混沌信号u(t)重复M次，得到待传输参考信号

步骤5、确定待传输信息信号，具体过程是，

将混沌信号乘以第二路信息b，得到第二路信息信号d(t)＝bu(t)，并得到待传输信息信号

其中d(t)为待传输信号Q(t)的第(c+1)段，其他位置值为零，即d(t)的前面补齐G·c个0，d(t)后面补齐G·(M-c-1)个0；

步骤6、确定发送信号，

将待传输参考信号I(t)和信息信号Q(t)按照下式分别经过上载频得到发送信号T(t)，表达式见式(3)：

T(t)＝I(t)·sin(2πf_ct)+Q(t)·cos(2πf_ct) (3)

其中，f_c为数字上载频频率；

步骤7、对接收信号分别进行下载频和匹配滤波；

步骤8、对I路和Q路滤波信号的最大信噪比点采样；

步骤9、采样序列重组；

步骤10、第一路信息比特恢复判决，将X^I矩阵按行求和得到求和序列α＝[α₁,α₂,...,α_n,...,α_N]，其中第n个值

恢复第一路信息比特，表达式见式(8)：

步骤11、第二路和第三路信息比特恢复判决，将步骤10中的求和序列α与步骤9中Q路重组矩阵X^Q的转置相乘，表达式见式(9)：

β＝α(X^Q)^Tr＝[β₁,β₂,...,β_M], (9)

其中，上标T_r表示转置操作，计算β序列绝对值最大值的索引值

其中abs(·)表示求绝对值，则β_z为β序列中的第z(1≤z≤M)个值，

按照式(10)恢复第二路信息比特：

按照式(11)恢复第三路多进制信息符号：

完成解码过程。

2.根据权利要求1所述的基于混沌成形滤波器和脉冲位置调制的差分键控通信方法，其特征在于：所述的步骤7的具体过程是，接收信号R(t)经过数字下载频，得到两路子信道传输信号v^I(t)和v^Q(t)，如式(4)所示：

v^I(t)＝R(t)sin(2πf_ct)＝(T(t)+w^I(t))sin(2πf_ct)

v^Q(t)＝R(t)cos(2πf_ct)＝(T(t)+w^Q(t))cos(2πf_ct), (4)

其中，w^I(t)和w^Q(t)为两路子信道噪声，将v^I(t)和v^Q(t)分别送入式(5)所示的匹配滤波器，表达式如下：

其中，(·)表示为I和Q，ξ^(·)分别表示I路和Q路的滤波输出，v^(·)为I路和Q路的下载频信号，g(t)＝δ(-t)为CSF基函数δ(t)的时间逆函数，τ是积分变量。

3.根据权利要求2所述的基于混沌成形滤波器和脉冲位置调制的差分键控通信方法，其特征在于：所述的步骤8的具体过程是，按照t＝1/f间隔分别对I路和Q路滤波信号的最大信噪比点采样，得到最大信噪比序列y^(.)(m)，表达式见式(6)：

其中，1≤m≤MN为第m个采样点，采样序列表示为Y^(.)＝[y^(.)(1),y^(.)(2),...,y^(.)(MN)]。

4.根据权利要求3所述的基于混沌成形滤波器和脉冲位置调制的差分键控通信方法，其特征在于：所述的步骤9的具体过程是，分别对I路和Q路采样序列进行重组，将I路和Q路采样序列Y^(.)重组，表达式见式(7)：

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