CN102932017A

CN102932017A - 一种射频接收机

Info

Publication number: CN102932017A
Application number: CN2011102261248A
Authority: CN
Inventors: 覃川; 陈岚; 吕志强
Original assignee: Institute of Microelectronics of CAS
Current assignee: Zhongke Xinyun Microelectronics Technology Co., Ltd.
Priority date: 2011-08-08
Filing date: 2011-08-08
Publication date: 2013-02-13
Anticipated expiration: 2031-08-08
Also published as: CN102932017B

Abstract

本发明公开了一种射频接收机包括：LNA、Mixer、CSF，其中：LNA包括低噪声放大器主体电路和匹配网络，LNA的输出端接入所述混频器的输入端；所述混频器为吉尔伯特结构，其中，混频器的输入管为工作时偏置在线性区的MOS管，所述混频器的输出端连接所述信道选择滤波器的输入端；所述信道选择滤波器包括多阶滤波放大器。LNA中通过匹配网络实现信号源与所述低噪声放大器主体电路输入特性的匹配，同时匹配网络和所述低噪声放大器主体电路噪声参数特性相匹配，以获得更低的噪声系数，以及在混频器中选用偏置在线性区的MOS管作为输入管，能够获得较高的线性度，使得接收机的性能能够满足较高的要求，提高了其可靠性和适用范围。

Description

一种射频接收机

技术领域

本发明涉及通信设备领域，特别涉及一种射频接收机。

背景技术

射频接收机是提供信息源与通信信道(空间)之间进行信息交换的接口，在现在高度成熟的数模、模数变换器技术和数字技术条件下，接收机的性能主要由其射频前端来决定。

射频接收机的两项重要指标：噪声系数和线性度(IIP3)，噪声系数反映了射频接收机本身对信噪比的恶化程度，线性度决定了射频接收机对信号放大后的失真程度。

常见的射频接收机的噪声系数为6dB～10dB，IIP3为-20dBm左右，而这一性能已经不能满足新的协议和标准的要求，因此需要更低的噪声系数和更高的线性度的接收机。

发明内容

有鉴于此，本发明目的在于提供射频接收机，以解决现有技术中的接收机由于噪声系数和线性度，造成的适用范围受限的问题。

为实现上述目的，本发明的技术方案包括：

一种射频接收机，包括：低噪声放大器(LNA)、混频器(Mixer)、信道选择滤波器(CSF)，其中：

所述LNA包括低噪声放大器主体电路和用于将信号源与所述低噪声放大器主体电路输入特性和所述低噪声放大器主体电路噪声参数特性相匹配的匹配网络，所述LNA的输出端接入所述混频器的输入端；

所述混频器为吉尔伯特结构，其中，所述混频器的输入管为工作时偏置在线性区的MOS管，所述混频器的输出端连接所述信道选择滤波器的输入端；

所述信道选择滤波器包括多阶滤波放大器，所述滤波放大器的阶数依据预先设定的邻近信道抑制率或非邻近信道抑制率确定。

优选的，所述信道选择滤波器在所述多阶滤波放大器的前端设置用于和所述滤波放大器频率特性互补的前置放大器。

优选的，所述低噪声放大器的主体电路包括第一晶体管、第一电容电路和第一电感电路，其中，所述第一电容电路接于所述第一晶体管基极和发射极间，所述第一电感电路接于所述第一晶体管发射极和参考地之间；

所述低噪声放大器还包括设于所述LNA信号输入端口的用于阻隔直流电流的隔直电容；

所述匹配网络设于所述隔直电容和所述低噪声放大器主体电路之间，所述匹配网络包括匹配电容和匹配电感，所述匹配电感串接于所述隔直电容和所述低噪声放大器主体电路的所述第一晶体管的基极之间，所述匹配电容的一端接于所述隔直电容和所述匹配电感之间，所述匹配电容的另一端接于参考地。优选的，所述匹配电感为片上电感或片外电感。

优选的，所述信道选择滤波器所包括的多阶滤波放大器为五阶滤波放大器。

优选的，所述混频器的开关管为异质结双极性晶体管。

本发明实施例公开的射频接收机，LNA中通过匹配网络实现信号源与所述低噪声放大器主体电路输入特性的匹配，同时实现匹配网络、信号源和所述低噪声放大器主体电路噪声参数特性相匹配，以获得更低的噪声系数，以及在混频器中选用偏置在线性区的MOS管作为输入管，能够获得较高的线性度，使得接收机的性能能够满足较高的要求，提高了其可靠性和适用范围。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例公开的射频接收机的结构示意图；

图2为本发明实施例公开的LNA的结构示意图；

图3为本发明实施例公开的混频器的结构示意图；

图4为本发明实施例公开的信道选择滤波器的结构示意图；

图5为本发明实施例公开的前置放大器的频率响应示意图；

图6为本发明实施例公开的滤波器频率响应示意图；

图7为本发明实施例公开的添加有前置放大器的滤波器频率响应示意图；

图8为本发明实施例公开的一种射频接收机的生成方法的流程图；

图9为本发明实施例公开的射频接收机的输出频率示意图；

图10为本发明实施例公开的射频接收机的IIP3示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本实施方式提供了一种射频接收机，其结构如图1所示，包括低噪声放大器(LNA)11、混频器(Mixer)12和信道选择滤波器(CSF)13(以下简称滤波器)，其中，所述LNA包括低噪声放大器主体电路111和用于将信号源与所述低噪声放大器主体电路输入特性和所述低噪声放大器主体电路噪声参数特性相匹配的匹配网络112，所述LNA的输出端接入所述混频器的输入端，所述匹配网络的参数依据低噪声放大器主体电路的小信号模型建模，参考预先设定的电流约束条件推导设定，所述Mixer为吉尔伯特结构，所述混频器中的输入管为工作时偏置在线性区的MOS管，所述混频器的输出端连接所述信道选择滤波器的输入端。所述CSF包括多阶滤波放大器131等，滤波放大器的阶数依据预先设定的邻近信道抑制率或非邻近信道抑制率确定。

本发明实施例公开的接收机，LNA中通过匹配网络实现信号源与所述低噪声放大器主体电路输入特性的匹配，同时实现匹配网络、信号源和所述低噪声放大器主体电路噪声参数特性相匹配，以获得更低的噪声系数，以及在混频器中选用偏置在线性区的MOS管作为输入管，能够获得较高的线性度，使得接收机的性能能够满足较高的要求，提高了其可靠性和适用范围。

进一步的，LNA的结构如图2所示，为差分放大电路结构，LNA的主体电路包括第一晶体管Q₁、第一电容电路C₁和第一电感电路L₁，其中，所述第一电容电路C₁接于所述第一晶体管Q₁基极和发射极间，所述第一电感电路L1接于所述第一晶体管Q₁发射极和参考地之间；所述LNA还包括：电源V_cc，第二晶体管Q₂，第二晶体管Q₂的集电极与通过集电极电感L_c与电源V_cc相连，第二晶体管Q₂的基极与电源V_cc直接相连，第三电容C₃与集电极电感L_c并联，第二晶体管Q₂的集电极通过第四电容C₄与输出端相连，第二晶体管Q₂的发射极与第一晶体管Q₁的集电极相连，所述低噪声放大器还包括设于所述LNA信号输入端口的用于阻隔直流电流的隔直电容C_g；，匹配网络设于所述隔直电容C_g和所述低噪声放大器主体电路之间，其中，所述的匹配网络包括：匹配电容C₂和匹配电感L_b，所述匹配电感L_b串接于隔直电容和所述低噪声放大器主体电路的所述第一晶体管Q₁的基极之间，所述匹配电容C₂其中一端连接在所述隔直电容C₁和匹配电感L_b之间，另一端接地，第一晶体管Q₁的基极通过电阻R_b，与电源V_b相连。进一步的，所述的匹配电感为片上电感或片外电感。由于片上电感和片外电感相比会产生较大的噪声，因此若使用上述电感，需要进一步优化匹配网络，使电感值尽量小，以降低由匹配电感带来的噪声。

混频器的结构如图3所示，虽然仍使用传统的Gilbert结构，但输入管采用工作时偏置在线性区的MOS管，以获得较高的IIP3；而开关管为异质结双极性晶体管，以获得较好的开关性能。

信道选择滤波器的结构如图4所示，进一步的，除包括依据预先设定的邻近信道抑制率或非邻近信道抑制率确定的5阶滤波放大器外，在所述多阶滤波放大器的前端设置有用于和所述滤波放大器频率特性互补的前置放大器41。

由于噪声性能的限制，滤波器对系统贡献的噪声应该得到抑制，而由于混频器增益较低，因此滤波器需要一个前置放大器用于压缩噪声。

由于滤波器的线性度和其内部的运算放大器有直接的联系，为了达到比较高的IIP3，运算放大器的单位增益带宽应该比较高，甚至需要达到400MHz，在这样宽的频率范围内要保持增益平坦，需要消耗大量的功耗。图5所示为前置放大器的频率响应，增益在20MHz之前即开始衰减，如图6所示为未接前置放大器的滤波器频率响应，滤波放大器在20MHz左右出现一定的尖峰，为了降低功耗而满足要求，本发明利用前置放大器和滤波放大器频率特性的互补，相互抵消，使总的增益在20MHz范围内基本保持平坦，如图7所示。

为了得到如上实施例中所公开的射频接收机，可以按照如图8所示射频接收机生成方法进行，包括：

步骤S81、依据预先设定的系统指标，确定接收机各个模块的指标；

首先，制定射频接收机前端的系统指标，为了满足目前绝大多数标准和协议的需要，本发明实施例将系统的线性度IIP3定义为-8.5dBm，噪声系数定位4.5dB。然后，制定各模块的指标，对于单个模块和系统的性能指标关系，参考下式：

F = F_{1} + \frac{F_{2} - 1}{G_{1}} - \frac{F_{3} - 1}{G_{1} G_{2}} + . . .

(公式1)

\frac{1}{IIP 3} = \frac{1}{IIP 3_{1}} + \frac{G_{1}}{{IIP 3}_{2}} + \frac{G_{1} G_{2}}{{IIP 3}_{3}} + . . .

(公式2)

其中，G为系统的功率增益，F为系统的噪声系数，IIP3为系统的线性度指标，其中，F₁为LNA的噪声系数，G₁为LNA的功率增益，IIP3₁为LNA的线性度指标，F₂为混频器的噪声系数，G₂为混频器的功率增益，IIP3₂为混频器的线性度指标，F₃为滤波器的噪声系数，G₃为滤波器的功率增益，IIP3₃为滤波器的线性度指标。由上式可以看出，功率增益越大，可以将后级的噪声压缩的越小，但又会导致后级线性度变的更差。

步骤S82、分别依据各个模块的指标，确定各个模块的具体参数；

具体过程可以包括，采用二端口方法设计LNA，以进一步降低噪声系数。

二端口网络噪声理论原理为：任意的线性二端口网络都存在输入导纳和噪声参数导纳，当二者均满足和源导纳匹配时，噪声系数达到最小值，此时称输入导纳和噪声参数导纳同时达到匹配。因此对LNA线性网络(不包括匹配网络)而言，则首先需要对其进行小信号建模，推导其输入导纳和噪声参数。当求解在输入导纳和噪声参数导纳同时达到匹配时的各个元件参数值，即为各个元件的最优参数值此时噪声系数达到最小噪声系数。具体的过程包括：

由低噪声放大器主体电路根据二端口噪声理论而得的小信号模型得知所述低噪声放大器主体电路的输入特性表达和所述低噪声放大器主体电路的噪声参数表达，其中，所述低噪声放大器主体电路的输入特性表达为所述低噪声放大器主体电路的输入阻抗或输入导纳，所述低噪声放大器主体电路的噪声参数表达为所述低噪声放大器主体电路的噪声参数阻抗或噪声参数导纳；使所述低噪声放大器主体电路的输入特性表达和所述低噪声放大器主体电路的噪声参数表达相匹配，确定所述低噪声放大器主体电路中涉及的元件的参数值；使所述低噪声放大器主体电路的输入特性表达和所述低噪声放大器主体电路的噪声参数表达分别与源端电路特性表达相匹配，确定所述源端电路中涉及的元件的参数值，其中所述源端电路包括信号源和所述信号源与所述低噪声放大器主体电路间的匹配电路，所述源端电路特性表达为源端电路的输入阻抗或输入导纳。通过上述步骤，使得LNA中各个元件的参数值能够符合预先设定的性能要求。

进一步的，所述使所述低噪声放大器主体电路的输入特性表达和所述低噪声放大器主体电路的噪声参数表达相匹配，确定所述低噪声放大器主体电路中涉及的元件的参数值，具体为：

构造函数表达f_d(a，b)＝(X_in-X_opt)²+(Y_in-Y_opt)²，其中，a和b均为所述低噪声放大器主体电路中涉及的元件的参数，X_in和Y_in分别是所述低噪声放大器主体电路的输入特性的实部表达和虚部表达，X_opt和Y_opt分别是所述低噪声放大器主体电路的噪声参数的实部表达和虚部表达；

在预设电流的约束下，确定当函数表达f_d(a，b)为最小时，元件a和元件b所对应的参数值。

其中，对应于本发明实施例，元件a和元件b可分别为低噪声放大器主体电路中的第一电容电路C₁和第一电感电路L₁。

进一步的，所述在预设电流的约束下，确定当函数表达f_d(a，b)为最小时，元件a和元件b所对应的参数值，具体为：

预设所述元件a和所述元件b的取值范围，对所述元件a和所述元件b在所述预设取值范围内进行扫描，确定函数表达f_d(a，b)的等高线；

确定所述函数表达f_d(a，b)的等高线中的最小等高线，在所述函数f_d的最小等高线上取点，由所取的点所对应的坐标，确定所述元件a所对应的参数值和所述元件b所对应的参数值。

本实施例的匹配网络由匹配电感L_b和匹配电容C₂组成，其中L_b可以使用片上电感或片外电感。

步骤S83、依据所述具体参数构建各个模块，并利用所述各个模块构建所述接收机。

本实施例中的混频器采用用吉尔伯特Gilbert结构，但输入管采用偏置在线性区的MOS管，以获得较高的IIP3；而开关管采用HBT管(异质结双极性晶体管)，以获得较好的开关性能。

本实施例中信道选择滤波器，由多阶滤波放大器组成，滤波放大器的阶数按照临近信道抑制率或非临近信道抑制率确定，本实施例中的并联设置的滤波放大器的阶数为5。

由于噪声性能的限制，滤波器对系统贡献的噪声应该得到抑制，因此需要一个前置放大器用于压缩噪声，其结构如图4所示。

进一步的，接收机生成方法还包括：

步骤S84、运行所述构建的接收机，获取其性能参数；

对系统进行仿真，检验接收机的性能。

步骤S85、判断所述获取的性能参数是否符合性能要求，若是，则结束，若否，则返回执行步骤S81。

当所述获取的性能参数不符合性能要求时，返回执行依据预先设定的系统指标，确定接收机各个模块的指标的步骤。

此处的判断过程具体包括：判断所述获取的性能参数是否超出所述预先设定的系统指标的预先设定范围，若是，则所述获取的性能参数不符合性能要求，若否，则所述获取的性能参数符合性能要求。该预先设定的范围为根据实际的应用场景进行设定。

本实施例中，经过仿真得到的系统性能为：噪声系数为4～4.4dB，对应输出频率为0～20MHz，如图9所示，IIP3为-5dBm如图10所示。

本实施例公开的接收机生成方法中，通过预先设定接收机的性能指标，依据性能指标确定接收机各个模块，以及各个模块内各个器件的参数，使得构建的接收机能够符合较高的性能要求，提高了可靠性和稳定性。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims

1.一种射频接收机，其特征在于，包括：低噪声放大器(LNA)、混频器(Mixer)、信道选择滤波器(CSF)，其中：

2.根据权利要求1所述的射频接收机，其特征在于，所述信道选择滤波器在所述多阶滤波放大器的前端设置用于和所述滤波放大器频率特性互补的前置放大器。

3.根据权利要求1所述的射频接收机，其特征在于，所述低噪声放大器的主体电路包括第一晶体管、第一电容电路和第一电感电路，其中，所述第一电容电路接于所述第一晶体管基极和发射极间，所述第一电感电路接于所述第一晶体管发射极和参考地之间；

所述匹配网络设于所述隔直电容和所述低噪声放大器主体电路之间，所述匹配网络包括匹配电容和匹配电感，所述匹配电感串接于所述隔直电容和所述低噪声放大器主体电路的所述第一晶体管的基极之间，所述匹配电容的一端接于所述隔直电容和所述匹配电感之间，所述匹配电容的另一端接于参考地。

4.根据权利要求3所述的射频接收机，其特征在于，所述匹配电感为片上电感或片外电感。

5.根据权利要求1所述的射频接收机，其特征在于，所述信道选择滤波器所包括的多阶滤波放大器为五阶滤波放大器。

6.根据权利要求1所述的射频接收机，其特征在于，所述混频器的开关管为异质结双极性晶体管。