CN112564491B - 谷底检测方法、控制芯片及反激变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种谷底检测方法、控制芯片及反激变换器，所述谷底检测方法包括：获取第一检测周期内的谐振电压稳态值，记录第一时刻及第一谐振电压；在第二检测周期内调整所述延时时段，根据所述第二检测周期内的谐振电压稳态值记录第二时刻及第二谐振电压；比较所述第一谐振电压和所述第二谐振电压的大小关系，根据比较结果对所述延时时段进行再调整，以确定第三时刻及第三谐振电压；根据所述第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压大小关系确定原边功率管的开启时刻。本发明实现了在谐振电压的第一个谷底即可开启原边功率管，从而进一步降低了开关功耗，提高了系统转换效率。

Description

谷底检测方法、控制芯片及反激变换器

技术领域

本发明属于开关电源的技术领域，涉及一种谷底检测方法，特别是涉及一种谷底检测方法、控制芯片及反激变换器。

背景技术

在现有技术的实际应用中，反激式开关电源系统工作在电感电流断续模式时，当副边续流电流为零后，产生由变压器原边电感和原边功率管寄生电容引起的振荡，由于变压器寄生阻抗的存在，此振荡为欠阻尼振荡。如果能够使控制芯片在振荡的谷底打开原边功率管，可以降低系统的开关损耗，则系统的效率会得到提升。

目前，实现谷底导通的方法为检测原边功率管漏端电压波形，检测到漏端电压等于谐振电压稳态值时，延迟一段时间后打开原边功率管。或者根据开关电源系统的具体参数自动计算振荡周期谷底的时刻，控制芯片根据计算结果实现谷底导通。但目前的谷底检测方法并不能实现第一个谷底位置的检测及在第一个谷底位置进行原边功率管的开启操作。

因此，如何提供一种谷底检测方法、控制芯片及反激变换器，以解决现有技术无法在第一个谷底位置进行原边功率管的开启操作等缺陷，成为本领域技术人员亟待解决的技术问题。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种谷底检测方法、控制芯片及反激变换器，用于解决现有技术无法在第一个谷底位置进行原边功率管的开启操作的问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明一方面提供一种谷底检测方法，应用于反激变换器中，所述反激变换器的电感电流在断续工作模式下，其中的原边功率管漏极将产生谐振电压；所述谷底检测方法包括：获取第一检测周期内的谐振电压稳态值，将其对应的时刻叠加一延时时段后作为第一时刻，所述第一时刻对应的谐振电压记为第一谐振电压；所述谐振电压稳态值是指副边电感续流为0时谐振电压波动的平均值；在第二检测周期内调整所述延时时段，将所述第二检测周期内的谐振电压稳态值对应的时刻叠加所述延时时段后作为第二时刻，将所述第二时刻对应的谐振电压记为第二谐振电压；比较所述第一谐振电压和所述第二谐振电压的大小关系，根据比较结果对所述延时时段进行再调整，以确定第三检测周期内的第三时刻以及所述第三时刻对应的第三谐振电压；将所述第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压作为一分析单元，判断在所述分析单元中所述第一谐振电压是否均小于第二谐振电压和第三谐振电压；若是，判定所述第一时刻对应的谐振电压为谐振谷底位置，并将所述第一时刻作为所述原边功率管的开启时刻；若否，继续调整延时时段获取新的谐振电压，直到当前开启时刻的谐振电压最小为止。

于本发明的一实施例中，所述获取第一检测周期内的谐振电压稳态值的步骤包括：将不断变化的谐振电压输入第一比较器和第二比较器中，以确定输出的第一比较信号和第二比较信号；分别对所述第一比较信号和所述第二比较信号进行计数；根据计数结果确定所述谐振电压稳态值。

于本发明的一实施例中，所述第一比较器的参考阈值小于第二比较器的参考阈值；所述根据计数结果确定所述谐振电压稳态值的步骤包括：将所述第一比较信号的电平单独翻转作为第一状态，将所述第一比较信号和第二比较信号的电平同时翻转作为第二状态；按照时间先后顺序，将所述第二状态出现早于所述第一状态时对应的电压值作为所述谐振电压稳态值。

于本发明的一实施例中，所述比较所述第一谐振电压和所述第二谐振电压的大小关系，根据比较结果对所述延时时段进行再调整的步骤包括：若所述第二谐振电压大于所述第一谐振电压，将所述延时时段减去预设的固定时长作为新的延时时段；将第三检测周期内的谐振电压稳态值对应的时刻叠加新的延时时段后作为所述第三时刻；若所述第二谐振电压小于或等于所述第一谐振电压，将所述延时时段加上至少一个所述固定时长作为新的延时时段；将第三检测周期内的谐振电压稳态值对应的时刻叠加新的延时时段后作为所述第三时刻。

于本发明的一实施例中，所述继续调整延时时段获取新的谐振电压的步骤包括：若所述第二谐振电压大于所述第一谐振电压，且所述第三谐振电压小于所述第一谐振电压，将所述延时时段减去至少一个所述固定时长作为新的延时时段，以确定所述第三时刻。

于本发明的一实施例中，在所述重组的分析单元中，将当前检测周期内所述谐振电压稳态值的时刻叠加新的延时时段后对应的时刻作为所述原边功率管的开启时刻。

于本发明的一实施例中，在所述判定所述第一时刻为谐振电压的谷底位置，并作为所述原边功率管的开启时刻的步骤之后，所述谷底检测方法还包括：当所述原边功率管在第一个谷底位置开启之后，所述原边功率管于后续开启过程中均将所述第一时刻作为所述原边功率管的开启时刻。

本发明又一方面提供一种控制芯片，所述控制芯片包括：谐振电压稳态值检测电路，用于检测谐振电压稳态值；编码器电路，与所述谐振电压稳态值检测电路连接，用于在所述谐振电压稳态值对应的时刻上叠加延时时段；采样保持电路，与所述编码器电路连接，用于采样并保持第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压，所述第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压均为叠加相应的延时时段后的电压；比较器电路，与所述采样保持电路连接，用于比较所述第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压的大小关系；译码器电路，与所述比较器电路连接，用于根据所述比较器电路确定的最小谐振电压产生相应的延时信号。

本发明最后一方面提供一种反激变换器，所述反激变换器包括：所述控制芯片。

如上所述，本发明所述的谷底检测方法、控制芯片及反激变换器，具有以下有益效果：

本发明通过在至少三个检测周期检测谐振电压曲线的第一个谷底位置，实现原边功率管于第一个谷底位置开启，进一步降低了开关损耗，提高了系统转换效率。变压器电感值和功率管漏极端电容值变化导致谐振周期变化，本发明的谷底检测方法可以自适应地调节谷底位置，可以实现根据应用的需要，灵活地调节在某个谷底位置导通；而且通过逐次逼近的方式进行相对值的比较，因此，不会受到反激变换器的输入电压的限制。

附图说明

图1显示为本发明的谷底检测方法于一实施例中的原理流程图。

图2显示为本发明的谷底检测方法于一实施例中的谐振电压曲线图。

图3显示为本发明的谷底检测方法于一实施例中的谷底位置检测流程图。

图4显示为本发明的控制芯片于一实施例中的电路原理图。

图5显示为本发明的反激变换器于一实施例中的电路结构图。

元件标号说明

4 控制芯片

41 谐振电压稳态值检测电路

42 编码器电路

43 采样保持电路

44 比较器电路

45 译码器电路

S11～S15 步骤

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

本发明所述的谷底检测方法实现了在谐振电压的第一个谷底即可开启原边功率管，从而进一步降低了开关功耗，提高了系统转换效率。

以下将结合图1至图5详细阐述本实施例的一种谷底检测方法、控制芯片及反激变换器的原理及实施方式，使本领域技术人员不需要创造性劳动即可理解本实施例的谷底检测方法、控制芯片及反激变换器。

请参阅图1，显示为本发明的谷底检测方法于一实施例中的原理流程图。所述谷底检测方法应用于反激变换器中，所述反激变换器的电感电流在断续工作模式下，其中的原边功率管漏极将产生谐振电压。如图1所示，所述谷底检测方法具体包括以下几个步骤：

S11，获取第一检测周期内的谐振电压稳态值，将其对应的时刻叠加一延时时段后作为第一时刻，所述第一时刻对应的谐振电压记为第一谐振电压；所述谐振电压稳态值是指副边电感续流为0后谐振电压波动的平均值。

请参阅图2，显示为本发明的谷底检测方法于一实施例中的谐振电压曲线图。如图2所示，示出了电感电流断续工作模式下原边功率管drain端(漏极端)的工作波形，其中，最左侧的高频振荡是由于原边功率管关断时，变压器的漏感和原边功率管漏极端寄生电容谐振引起的。A点为副边电感电流续流到0的位置，整个谐振曲线近似三角函数曲线，如正弦曲线，其中，B点、F点、H点为振荡中心位置，表示谐振电压稳态值。D和I点是谐振的谷底位置，因为原边电感存在寄生电阻，原边功率管的漏极电压谐振的振幅逐渐衰减，以此，第2个谷底，第3个谷底及以后的谷底电压逐渐升高，如图2中谷底位置I点的电压高于谷底位置D点的电压，在D点开启原边功率管时，原边功率管的漏极端电压最低，开关损耗最小。

在本实施例中，S11包括：

(1)将不断变化的谐振电压输入第一比较器和第二比较器中，以确定输出的第一比较信号和第二比较信号。假设谐振电压稳态值为5V，将第一比较器的参考阈值设为4.5V，第二比较器的参考阈值设为5.5V。当谐振电压输入至第一比较器和第二比较器时，第一比较器和第二比较器的比较结果会翻转。

(2)分别对所述第一比较信号和所述第二比较信号进行计数。统计第一比较器和第二比较器的比较结果翻转次数。

(3)根据计数结果确定所述谐振电压稳态值。

具体地，所述第一比较器的参考阈值4.5V小于第二比较器的参考阈值5.5V。

将所述第一比较信号的电平单独翻转作为第一状态，将所述第一比较信号和第二比较信号的电平同时翻转作为第二状态。例如，B点为下穿的谐振电压稳态值，此时，将B点电压作为5V，B点之前的点高于5V，因此，第一比较器与第二比较器同时翻转，假设大于参考阈值时，比较器输出高电平，则第一比较器与第二比较器的比较结果组合为11，B点之后的点低于5.5V，在5.5V-4.5V之间，只有第一比较器的比较结果为高电平，第二比较器的比较结果为低电平，此时第一比较器与第二比较器的比较结果组合为10。

按照时间先后顺序，将所述第二状态出现早于所述第一状态时对应的电压值作为所述谐振电压稳态值。由此，比较结果组合由11变为10之间的稳态值为下穿点B点或H点，比较结果组合由10变为11之间的稳态值为上穿点F点。本发明所需要的稳态值是作为下穿点的谐振电压稳态值，即B点。

需要说明的是，上述对不同比较器的比较结果进行计数的方法仅为本发明确定下穿点的其中一种实施方式，其他的可以确定下穿点的电压信号分析方法或电压曲线分析方法均包括在本发明保护的范围内。

S12，在第二检测周期内调整所述延时时段，将所述第二检测周期内的谐振电压稳态值对应的时刻叠加所述延时时段后作为第二时刻，将所述第二时刻对应的谐振电压记为第二谐振电压。

S13，比较所述第一谐振电压和所述第二谐振电压的大小关系，根据比较结果对所述延时时段进行再调整，以确定第三检测周期内的第三时刻以及所述第三时刻对应的第三谐振电压。

于实际应用中，将谐振电压稳态值对应的时刻设为t，延时时段设为t0。设置谷底的检测误差为1％，则延时时段调整时的固定时长tstep的取值需要满足tstep≤0.5％*tperiod。其中，tperiod为原边功率管的漏极电压的谐振周期，谐振周期tperiod＝2*π*(Lp*Co)/2，Lp为原边电感值，Co为原边功率管的漏极端等效电容值。

若所述第二谐振电压大于所述第一谐振电压，将所述延时时段减去预设的固定时长作为新的延时时段，即t0＝t0-tstep；将第三检测周期内的谐振电压稳态值对应的时刻叠加新的延时时段后作为所述第三时刻，即第三时刻＝t+t0。

若所述第二谐振电压小于或等于所述第一谐振电压，将所述延时时段加上至少一个所述固定时长作为新的延时时段，即t0＝t0+tstep；将第三检测周期内的谐振电压稳态值对应的时刻叠加新的延时时段后作为所述第三时刻，即第三时刻＝t+t0。进一步地，所叠加的固定时长的个数由第一谐振电压和第二谐振电压的大小关系决定，直至所述第二谐振电压大于所述第一谐振电压时，停止叠加。

S14，将所述第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压作为一分析单元，判断在所述分析单元中所述第一谐振电压是否均小于第二谐振电压和第三谐振电压。通过三个电压值的比较逐渐定位谷底位置，利用逐次逼近的方式不断选定新的第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压进行分析，最终确定谷底位置。需要说明的是，第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压仅为便于谷底检测方法的描述而进行的命名与定义，且将第一谐振电压作为最终分析单元中的电压最小值，以确定谷底位置。因此，最终完成谷底检测的结果均为第一谐振电压小于第二谐振电压，且第一谐振电压小于第三谐振电压。

S15，若是，判定所述第一时刻对应的谐振电压为谐振谷底位置，并将所述第一时刻作为所述原边功率管的开启时刻；若否，继续调整延时时段获取新的谐振电压，直到当前开启时刻的谐振电压最小为止。

在本实施例中，若所述第二谐振电压大于所述第一谐振电压，且所述第三谐振电压小于所述第一谐振电压，将所述延时时段减去至少一个所述固定时长作为新的延时时段，以确定所述第三时刻。进一步地，所减去的固定时长的个数由第一谐振电压和第三谐振电压的大小关系决定，直至所述第三谐振电压大于所述第一谐振电压时，停止减去固定时长。

进一步地，在所述重组的分析单元中，将当前检测周期内所述谐振电压稳态值的时刻叠加新的延时时段后对应的时刻作为所述原边功率管的开启时刻，即开启时刻＝t+t0，其中，延时时段t0为通过叠加或减去多个固定时长tstep后的调整时段。所述原边功率管的开启时刻为重组的分析单元中谐振电压最小值对应的时刻。

在S15之后，所述谷底检测方法还包括：当所述原边功率管在第一个谷底位置开启之后，所述原边功率管于后续开启过程中均将所述第一时刻作为所述原边功率管的开启时刻。所述第一时刻是指通过逐次逼近确定的分析单元中将谐振电压最小值作为第一谐振电压，第一谐振电压对应的时刻为第一时刻。

请参阅图3，显示为本发明的谷底检测方法于一实施例中的谷底位置检测流程图。如图3所示，结合图2的谐振电压曲线图，于实际应用中，将第1个周期原边功率管Q1开启时刻的漏极电压记为VP1，将第2个周期原边功率管Q1开启时刻的漏极电压记为VP2，将第3个周期原边功率管Q1开启时刻的漏极电压记为VP3。

本发明采用逐次逼近的方法实现谷底导通，副边电感电流续流到0后，在第1个周期检测到原边功率管的漏极电压等于B点电压时，延时一段时间t0后开启Q1，B点电压对应时刻为t，则第1周期Q1的开启时刻为t+t0。在第2个周期检测到Q1的漏极电压等于B点电压后，在延时t0上叠加tstep，然后开启Q1，则第2周期Q1的开启时刻为t+t0+tstep。把当前周期(第2周期)Q1开启时Q1漏极电压VP2和上一个周期(第1周期)Q1开启时Q1漏极电压VP1进行比较，如果VP2>VP1，说明第2周期的Q1开启时刻位于D点到E点的某个位置，在第3个周期检测到Q1的漏极电压等于B点电压后，在延时t0上减去tstep，然后开启Q1，把当前周期Q1开启时Q1 drain电压VP3和VP1、VP2进行比较：

如果VP3>VP1且VP2>VP1，说明第1个周期Q1开启的时刻为谷底位置。例如，第1个周期B点延时t0后正好到D点，第2周期D点时刻加上tstep到E点，由此，第3个周期D点时刻减去tstep到C点，此时，D点电压小于E点电压，且D点电压小于C点电压，因此D点为谷底位置，且为第一个谷底位置。

如果VP3<VP1<VP2，说明当前的Q1开启时刻位于D点到E点的某个位置，B点后的延时需要继续减小，直到B点后延时tok后Q1开启时drain电压VA满足VA<VB且VA<VC。其中，VB为B点后延时tok+tstep再开启Q1时drain电压，VC为B点后延时tok-tstep再开启Q1时drain电压，VA、VB和VC为延时时段调整后重组的分析单元。例如，第1个周期B点延时t0后为E点，第2周期E点对应时刻加上tstep到E-F之间的点，由此，第3个周期E点时刻减去tstep到D-E之间的点，此时，第3周期的电压小于第1周期的电压，且第1周期的电压小于第2周期的电压，此时第3周期的电压为最小值，进一步地，以第3周期的电压为中心，进行固定时长的加减，以根据重组的分析单元逐渐靠近D点，确定谷底位置。

如果VP2<VP1，说明当前的Q1开启时刻位于C点到D点的某个位置，B点后的延时需要继续增加，直到B点后延时tok后Q1开启时drain电压VA满足VA<VB且VA<VC。其中，VA为B点后延时tok再开启Q1时drain电压，VB为B点后延时tok+tstep再开启Q1时drain电压，VC为B点后延时tok-tstep再开启Q1时drain电压，VA、VB和VC为延时时段调整后重组的分析单元。例如，第1个周期B点延时t0后为C点，第2周期C点对应时刻加上tstep到C-D之间的点，由此，第3个周期C点时刻减去tstep到B-C之间的点，此时，第2周期的电压于第1周期的电压，且第1周期的电压小于第3周期的电压，此时第2周期的电压为最小值，进一步地，以第2周期的电压为中心，进行固定时长的加减，以根据重组的分析单元逐渐靠近D点，确定谷底位置。

需要说明的是，tok为经过多次延时时段调整后最终确定的分析单元中电压最小值对应的时刻，tstep为较小的步长调整值，具体数值根据逐次逼近中步长的调整精度来设定。

本发明的谷底检测方法与现有技术的检测方法作对比，现有技术中需要采样上个开关周期的B和F点作为参考信号，并获取后续开关周期的对比能量信号与参考信号对比，具体在将后续开关周期充电电容电压与上一周期的充电电容电压一致时，确定为谷底时刻。因此，当前开关周期只能在第2个，第3个及以后的谷底开启，因此不能在第1个谷底开启，开关损耗仍有进一步降低的空间。本发明实现了在第1个谷底开启Q1，相比现有技术进一步降低了开关损耗，提高了系统转换效率。

本发明所述的谷底检测方法的保护范围不限于本实施例列举的步骤执行顺序，凡是根据本发明的原理所做的现有技术的步骤增减、步骤替换所实现的方案都包括在本发明的保护范围内。

请参阅图4显示为本发明的控制芯片于一实施例中的电路原理图。如图4所示，本发明所述的控制芯片4包括：谐振电压稳态值检测电路41、编码器电路42、采样保持电路43、比较器电路44和译码器电路45。

所述谐振电压稳态值检测电路41用于检测谐振电压稳态值。具体地，所述控制芯片4封装后引出VS引脚，与谐振电压稳态值的检测位置相连。

所述编码器电路42与所述谐振电压稳态值检测电路41连接，用于在所述谐振电压稳态值对应的时刻上叠加延时时段。具体地，将谐振电压稳态值对应的时刻定义为T，则所述编码器电路42用于产生…t0-2*tsep，t0-tstep，t0，t0+tstep，t0+2*tstep…等不断调整的延时时段，并叠加至T上，得到实时更新的相邻3个开启时刻T+t0-tstep，T+t0，T+t0+tstep。

所述采样保持电路43与所述编码器电路42连接，用于采样并保持第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压，所述第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压均为叠加相应的延时时段后的电压，及开启时刻T+t0-tstep，T+t0，T+t0+tstep对应的谐振电压，并通过采样保持电路43中的电容对所采集的谐振电压进行保持。

所述比较器电路44(COMP1和COMP2)与所述采样保持电路43连接，用于比较所述第一谐振电压VP1、第二谐振电压VP2和第三谐振电压VP3的大小关系。

所述译码器电路45与所述比较器电路44连接，用于根据所述比较器电路44确定的最小谐振电压产生相应的延时信号。具体地，将最终确定的谐振电压最小值对应的延时时段定义为tok，则谐振电压最小值对应的开启时刻为T+tok。并在后续开启周期中，采用该开启时刻开启原边功率管。

本发明所述的反激变换器包括：用于执行所述谷底检测方法的控制芯片。

请参阅图5，显示为本发明的反激变换器于一实施例中的电路结构图。如图5所示，图1为一种反激变换器的简单示意图，Vin为原边输入电压，Vout为副边输出电压，U1为原边控制器即原边控制芯片，用于执行所述谷底检测方法，Q1为原边功率管，R3为原边采样电阻，U2为光耦，T1为变压器，其中Np为原边绕组匝数，Ns为副边绕组匝数，Na为辅助绕组匝数。

原边控制芯片通过VDD引脚和GND引脚供电，通过VD引脚检测原边功率管Q1的漏极电压，即延时后各个开启时刻对应的谐振电压，通过VS引脚检测辅助绕组的感应电压，即谐振电压稳态值，通过FB引脚接收U2光耦的转换信号，以检测副边输出电压，通过GATE引脚控制Q1的导通和关断，Q1的开关损耗Psw＝1/2*Co*VD*VD*Fsw，其中Co为Q1的drain端等效电容，VD为原边功率管drain端的电压，Fsw为反激变换器的开关频率。

电感电流断续工作模式下，副边电感电流续流到0后，原边功率管漏极端电压在原边电感Lp和原边功率管漏极端的等效电容Co之间形成谐振，平均值为Vin，峰值为Vin+Np/Ns*Vout，谷值为Vin-Np/Ns*Vout。为了降低Q1的开关损耗，通过本发明的谷底检测方法在原边功率管谐振电压谐振到谷底(包括第一个谷底)时，确定开启时刻为T+tok，并通过控制芯片U1的GATE引脚开启原边功率管Q1。

综上所述，本发明所述谷底检测方法、控制芯片及反激变换器通过在至少三个检测周期检测谐振电压曲线的第一个谷底位置，实现原边功率管于第一个谷底位置开启，进一步降低了开关损耗，提高了系统转换效率。变压器电感值和功率管漏极端电容值变化导致谐振周期变化，本发明的谷底检测方法可以自适应地调节谷底位置，可以实现根据应用的需要，灵活地调节在某个谷底位置导通；而且通过逐次逼近的方式进行相对值的比较，因此，不会受到反激变换器的输入电压的限制。本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (6)

1.一种谷底检测方法，其特征在于，应用于反激变换器中，所述反激变换器的电感电流在断续工作模式下，其中的原边功率管漏极将产生谐振电压；所述谷底检测方法包括：

获取第一检测周期内的谐振电压稳态值，将不断变化的谐振电压输入第一比较器和第二比较器中，以确定输出的第一比较信号和第二比较信号；分别对所述第一比较信号和所述第二比较信号进行计数；根据计数结果确定所述谐振电压稳态值；将其对应的时刻叠加一延时时段后作为第一时刻，所述第一时刻对应的谐振电压记为第一谐振电压；

所述谐振电压稳态值是指副边电感续流为0时谐振电压波动的平均值；

在第二检测周期内调整所述延时时段，将所述第二检测周期内的谐振电压稳态值对应的时刻叠加所述延时时段后作为第二时刻，将所述第二时刻对应的谐振电压记为第二谐振电压；

比较所述第一谐振电压和所述第二谐振电压的大小关系，根据比较结果对所述延时时段进行再调整，以确定第三检测周期内的第三时刻以及所述第三时刻对应的第三谐振电压；若所述第二谐振电压大于所述第一谐振电压，将所述延时时段减去预设的固定时长作为新的延时时段；将第三检测周期内的谐振电压稳态值对应的时刻叠加新的延时时段后作为所述第三时刻；若所述第二谐振电压小于或等于所述第一谐振电压，将所述延时时段加上至少一个所述固定时长作为新的延时时段；将第三检测周期内的谐振电压稳态值对应的时刻叠加新的延时时段后作为所述第三时刻；

将所述第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压作为一分析单元，判断在所述分析单元中所述第一谐振电压是否均小于第二谐振电压和第三谐振电压；

若是，判定所述第一时刻对应的谐振电压为谐振谷底位置，并将所述第一时刻作为所述原边功率管的开启时刻；若否，继续调整延时时段获取新的谐振电压，直到当前开启时刻的谐振电压最小为止；若所述第二谐振电压大于所述第一谐振电压，且所述第三谐振电压小于所述第一谐振电压，将所述延时时段减去至少一个所述固定时长作为新的延时时段，以确定所述第三时刻。

2.根据权利要求1所述的谷底检测方法，其特征在于，所述第一比较器的参考阈值小于第二比较器的参考阈值；所述根据计数结果确定所述谐振电压稳态值的步骤包括：

将所述第一比较信号的电平单独翻转作为第一状态，将所述第一比较信号和第二比较信号的电平同时翻转作为第二状态；

按照时间先后顺序，将所述第二状态出现早于所述第一状态时对应的电压值作为所述谐振电压稳态值。

3.根据权利要求1所述的谷底检测方法，其特征在于：

在重组的分析单元中，将当前检测周期内所述谐振电压稳态值的时刻叠加新的延时时段后对应的时刻作为所述原边功率管的开启时刻。

4.根据权利要求1所述的谷底检测方法，其特征在于，在所述判定所述第一时刻为谐振电压的谷底位置，并作为所述原边功率管的开启时刻的步骤之后，所述谷底检测方法还包括：

当所述原边功率管在第一个谷底位置开启之后，所述原边功率管于后续开启过程中均将所述第一时刻作为所述原边功率管的开启时刻。

5.一种控制芯片，其特征在于，应用于反激变换器中，所述反激变换器的电感电流在断续工作模式下，其中的原边功率管漏极将产生谐振电压；所述控制芯片包括：

谐振电压稳态值检测电路，用于检测谐振电压稳态值；获取第一检测周期内的谐振电压稳态值，将不断变化的谐振电压输入第一比较器和第二比较器中，以确定输出的第一比较信号和第二比较信号；分别对所述第一比较信号和所述第二比较信号进行计数；

根据计数结果确定所述谐振电压稳态值；

编码器电路，与所述谐振电压稳态值检测电路连接，用于在所述谐振电压稳态值对应的时刻上叠加延时时段；将其对应的时刻叠加一延时时段后作为第一时刻，所述第一时刻对应的谐振电压记为第一谐振电压；所述谐振电压稳态值是指副边电感续流为0时谐振电压波动的平均值；在第二检测周期内调整所述延时时段，将所述第二检测周期内的谐振电压稳态值对应的时刻叠加所述延时时段后作为第二时刻，将所述第二时刻对应的谐振电压记为第二谐振电压；

采样保持电路，与所述编码器电路连接，用于采样并保持第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压，所述第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压均为叠加相应的延时时段后的电压；

比较器电路，与所述采样保持电路连接，用于比较所述第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压的大小关系；比较所述第一谐振电压和所述第二谐振电压的大小关系，根据比较结果对所述延时时段进行再调整，以确定第三检测周期内的第三时刻以及所述第三时刻对应的第三谐振电压；若所述第二谐振电压大于所述第一谐振电压，将所述延时时段减去预设的固定时长作为新的延时时段；将第三检测周期内的谐振电压稳态值对应的时刻叠加新的延时时段后作为所述第三时刻；若所述第二谐振电压小于或等于所述第一谐振电压，将所述延时时段加上至少一个所述固定时长作为新的延时时段；将第三检测周期内的谐振电压稳态值对应的时刻叠加新的延时时段后作为所述第三时刻；将所述第一谐振电压、第二谐振电压和第三谐振电压作为一分析单元，判断在所述分析单元中所述第一谐振电压是否均小于第二谐振电压和第三谐振电压；若是，判定所述第一时刻对应的谐振电压为谐振谷底位置，并将所述第一时刻作为所述原边功率管的开启时刻；若否，继续调整延时时段获取新的谐振电压，直到当前开启时刻的谐振电压最小为止；若所述第二谐振电压大于所述第一谐振电压，且所述第三谐振电压小于所述第一谐振电压，将所述延时时段减去至少一个所述固定时长作为新的延时时段，以确定所述第三时刻；

译码器电路，与所述比较器电路连接，用于根据所述比较器电路确定的最小谐振电压产生相应的延时信号。

6.一种反激变换器，其特征在于，所述反激变换器包括：如权利要求5所述的控制芯片。

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