CN112564031A - 用于早期去饱和检测和短路保护的igbt发射极电流感测 - Google Patents

用于早期去饱和检测和短路保护的igbt发射极电流感测 Download PDF

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Abstract

栅极驱动器系统包括：栅极驱动器，该栅极驱动器具有用于接收数字输入信号的第一输入、用于接收短路保护信号的第二输入、以及用于驱动功率器件的输出；电流重建电路，具有用于接收跨与功率器件相关联的电感的电压的第一输入、用于接收与功率器件相关联的电流的第二输入、用于接收数字输入信号的第三输入、以及用于提供感测的功率器件电流的输出；以及比较器，具有耦合到电流重建电路的输出的第一输入、耦合到参考的第二输入、以及耦合到栅极驱动器的第二输入的输出。

Description

用于早期去饱和检测和短路保护的IGBT发射极电流感测
技术领域
本发明总体涉及用于早期去饱和检测和短路保护的IGBT(绝缘栅双极晶体管)发射极电流感测。
背景技术
去饱和检测利用IGBT本身作为电流测量部件。一个或多个二极管包括耦合到IGBT的去饱和检测电路，以监测IGBT的集电极-发射极电压。在正常操作中，集电极-发射极电压非常低(通常为1V至4V)。然而，如果发生短路事件，则IGBT集电极电流会增加到一定电平，该电平将IGBT驱动到饱和区域之外并且进入线性操作区域。这导致集电极-发射极电压快速增加。上述正常电压电平可以用于指示短路的存在，并且用于指示去饱和的阈值电平通常在7V至9V区域中。饱和也可以通过栅极-发射极电压来指示，该栅极-发射极电压过于低以致IGBT无法完全驱动到饱和区域。在一些情况下，去饱和检测按以下方式实现，即：防止可能例如当IGBT未完全处于饱和状态时在从IGBT关断状态到IGBT接通状态的过渡期间发生的去饱和状况的误指示。通常在接通信号的开始与去饱和检测被激活的点之间插入消隐时间，以便避免错误检测。通常，还添加电流源充电电容器或RC滤波器，以将短时间常数引入检测机构，以过滤由噪声拾取所引入的虚假跳闸。选择这些滤波器部件可以把在提供抗干扰性与在IGBT能够承受短路状况的最大时间内起作用之间的权衡考虑在内。
发明内容
根据实施例，栅极驱动器系统包括：栅极驱动器，该栅极驱动器具有用于接收数字输入信号的第一输入、用于接收短路保护信号的第二输入、以及用于驱动功率器件的输出；电流重建电路，具有用于接收跨与功率器件相关联的电感的电压的第一输入、用于接收与功率器件相关联的电流的第二输入、用于接收数字输入信号的第三输入、以及用于提供感测的功率器件电流的输出；以及比较器，具有耦合到电流重建电路的输出的第一输入、耦合到参考的第二输入、以及耦合到栅极驱动器的第二输入的输出。
根据另一实施例，栅极驱动器系统包括：功率器件，该功率器件包括电阻和电感；栅极驱动器，具有用于接收数字输入信号的第一输入、用于接收短路保护信号的第二输入、以及用于驱动功率器件的输出；电流重建电路，具有用于接收跨电阻和电感的电压的第一输入、用于接收与功率器件相关联的电流的第二输入、用于接收数字输入信号的第三输入、以及用于提供感测的功率器件电流的输出；以及比较器，具有耦合到电流重建电路的输出的第一输入、耦合到参考的第二输入、以及耦合到栅极驱动器的第二输入的输出。
根据另一实施例，操作功率器件的方法包括：测量跨与功率器件相关联的电感的电压；测量与功率器件相关联的电流；对跨电感的电压进行积分以提供积分值；将积分值除以电感的电感值以提供感测的功率器件电流；以及如果感测的功率器件电流大于参考电流，则关断功率器件。
附图说明
为了更全面地理解本发明及其优点，现在参考以下结合附图的描述，其中
图1是示例性去饱和检测电路的示意图；
图2A、图2B、图2C和图2D是与图1的示例性去饱和检测电路相关联的时序图；
图3是根据实施例的早期去饱和检测电路的示意图；
图4是与图3的早期去饱和检测电路相关联的时序图；
图5是图3的早期去饱和检测电路的操作的方法的流程图；
图6是图3的早期去饱和检测电路的更详细的示意图；
图7和图8是被配置为用于驱动两个单独的功率器件的图3的早期去饱和检测电路的示意图；
图9A、图9B、图9C、图9D、图9E、图10A、图10B、图10C、图10D、图11A、图11B、图11C、图11D和图11E是将图1的示例性去饱和检测电路的检测方法与图3的早期去饱和检测电路的检测方法进行对比的模拟时序图；
图12是根据另一实施例的早期去饱和检测电路的示意图；
图13是与图12的早期去饱和检测电路相关联的校准电路的示意图；
图14是与图12的早期去饱和检测电路相关联的电流重建电路的示意图；以及
图15是与图12的早期去饱和检测电路相关联的缓慢过载检测电路的示意图。
具体实施方式
根据实施例，跨与IGBT发射极串联的电感的直接IGBT发射极电流感测被用于使用修改的栅极驱动器电路的早期去饱和检测和短路保护。直接发射极电流感测有利地消除了与现有技术相关联的二极管和消隐时间，这使得能够在更早的时间点进行去饱和检测和短路保护，从而随着时间的流逝对功率器件的损害较小。因此，早期去饱和检测可以延长IGBT的使用寿命。在实施例中，修改的栅极驱动器电路可以使用IGBT的开尔文发射器来感测跨与IGBT发射器相关联的寄生电感的电压。修改的栅极驱动器包括用于确定寄生电感的值的校准检测电路。在实施例中，修改的栅极驱动器电路可以为在接通IGBT时(或之后不久)出现的短路状况提供短路保护并且为随着时间缓慢发展的短路事件提供短路保护。下文针对某些实施例对用于早期去饱和检测和短路保护的栅极驱动器电路和栅极驱动器系统的其他特征进行进一步详细描述。
图1是示例性去饱和检测电路100的示意图。外部微处理器102或其他合适信号源生成数字信号，诸如PWM(脉冲宽度调制)数字信号。栅极驱动器电路104的输入接收PWM信号，该PWM信号被升压到适当电压电平和电流电平，以使用输出112和114来驱动IGBT 106的栅极。第一输出112可以用于通过接通电阻器RG,on在接通状况下驱动IGBT 106的栅极，并且第二输出114可以用于通过接通电阻器RG,off在关断状况下驱动IGBT 106的栅极。IGBT 106通常包括续流二极管108，以防止当存在电感负载时在关断期间发生破坏性尖峰。去饱和检测电路通常包括耦合在IGBT 106的集电极与栅极驱动器电路104的短路检测输入110之间的高压去饱和二极管DDesat和限流去饱和电阻器RDesat。滤波电容器CDesat通常耦合在栅极驱动器电路104的短路检测输入110之间。短路检测输入110通常是栅极驱动器电路104的外部引脚。
当IGBT 106由于低PWM值而处于关断(OFF)状态时，电容器CDesat通过栅极驱动器电路104在内部保持为低。当IGBT 106接通时，由于PWM变为高值，所以CDesat被释放。由于IGBT106的集电极电压仍然很高，所以DDesat保持反向偏置。反过来，这导致CDesat电压根据等式TBlank×(IDesat/CDesat)升高，其中TBlank是用于防止错误指示短路状况的消隐时间，并且IDesat是流过去饱和电路的电流。如果IGBT 106成功接通(这表明在TBlank结束时CDesat电压低于约8V)，则没有检测到去饱和事件。这里，正向偏置的二极管DDesat产生的电容器CDesat电压为ICharge×RDesat+VF+VCEon，其中ICharge是充满电荷的电容器CDesat的充电电流，VF是跨二极管DDesat的电压，并且VCEon是接通(ON)状况期间跨IGBT 106的集电极-发射极电压。如果IGBT106未成功接通，则在TBlank结束时检测到去饱和事件，这表明短路状况并且导致针对IGBT106的栅极驱动被栅极驱动器电路104拉低(与PWM为高无关)。
对于图1所示的示例性去饱和电路100，使用消隐时间TBlank(例如，2μs)，以确保IGBT 106的集电极-发射极电压VCE具有足够的时间以从功率总线电压(例如，400V)减小至VCEon的完全接通的电平(例如，1.6V)，如同成功的无故障接通事件(如图2A所示)一样。如果确实发生故障状况(如图2B所示)，则对应地，VCEon被检测为IGBT的去饱和状况(如图2D所示)。栅极驱动器的典型响应是拉低IGBT 106的栅极，而与PWM输入信号的状态无关。因此，图1所示的去饱和感测电路100仅在消隐时间TBlank已经到期之后才做出响应(如图2D示出)，这使得IGBT 106在该时间段期间易受过度功耗的影响(如图2C示出)，该过度功耗由于功耗过大而可能对IGBT 106的瞬时性能和长期可靠性产生有害影响。
因此，上文参考的图2A、图2B、图2C和图2D是与图1的示例性去饱和检测电路100相关联的时序图。图2A示出了在成功接通事件期间的IGBT电流202和IGBT电压204。在成功接通事件期间，在图2A的示例中，IGBT电流202从零电流过渡到约100A的高电流。在成功接通事件期间，IGBT电压204从约400伏的高压过渡为非常低的电压。应当指出，IGBT电流202和IGBT电压204在从OFF状况到ON状况的过渡期间均呈现尖峰。图2B示出了接通故障状态期间的IGBT电流208和IGBT电压206。在图2B的示例中，因为IGBT电压206被短路到400伏电源电压，所以它没有改变。IGBT电流208从低电流增加到约900A的峰值电流，直到检测到短路为止，在这种情况下，IGBT关断，并且电流返回低电流值。图2C示出了用于接通到短路210的总功率损耗(相对较高，峰值功率损耗约为350kW)与成功接通事件212的总功率损耗(相对较低，峰值功率损耗约50kW)之间的功耗比较。图2D示出了用于接通到短路的去饱和事件的检测信号214，检测信号214仅在消隐时间TBlank已经到期之后才发生。在消隐时间TBlank已经过去之后，检测信号从约-5伏的低值过渡到约为15伏的高值。在图2D的示例中，一旦检测到短路状况，检测信号便可以用于关断IGBT。
根据实施例，感测电路和技术提供了通过直接感测通过IGBT的电流来对去饱和事件或短路事件进行早期检测。根据实施例，该感测技术有利地消除了与消隐时间TBlank相关联的延迟，这可以在接通到短路状况的开始时显着减小IGBT中的功耗。如下文图3所示并且下文所进一步详细描述的，在IGBT接通期间测量跨IGBT 306的杂散电感或寄生电感312(该杂散电感或寄生电感312可以位于开尔文发射极EKelvin和功率发射极EPower之间或位于功率发射极与功率接地之间，如果提供了这些端子)的(由于di/dt而导致的)电压改变，并且对该电压改变进行积分(例如，使用运算放大器积分器)以获得IGBT 306的瞬时电流电平。如果该测量值超过临界值，则短路事件被检测到并且IGBT 306的栅极被拉低。由于直接感测到电流，所以可以将比较器314的输入处的阈值设置为适当的较低值以供安全操作。根据实施例，该方法允许对IGBT 306的去饱和或短路事件进行早期检测，这可以显着减小施加在IGBT 306上的应力。
因此，图3是根据实施例的早期去饱和检测电路300的示意图。外部微处理器302或其他合适信号源可以用于生成数字信号，诸如PWM(脉冲宽度调制)数字信号。早期去饱和检测电路300可以被配置为接收有效高PWM数字信号或低有效PWM数字信号。栅极驱动器电路304的输入接收PWM信号，该PWM信号被升压到适当电压电平和电流电平，以使用输出PU和PD来驱动IGBT 306的栅极。第一输出PU可以用于通过接通电阻器RG,on在ON状况下驱动IGBT306的栅极，并且第二输出PD可以用于通过接通电阻器RG,off在OFF状况下驱动IGBT 306的栅极。IGBT 306通常包括续流二极管308，以防止当存在电感负载时在关断期间发生破坏性尖峰。寄生电感或杂散电感312耦合在EKelvin和EPower之间。在实施例中，电感312可以仅仅是与IGBT 306相关联的现有键合线电感，并且无需添加附加电感。在其他实施例中，还可以使用IGBT封装内部或IGBT封装外部的附加电感。跨电感312的电压由等式VL(t)＝L×dICE(t)/dt给出，其中L是电感312的电感值，并且ICE(t)是通过IGBT 306的时变电流。通过积分器电路316对电压进行积分。因此，积分器电路316的输出为ICE(t)，ICE(t)表示流经IGBT 306的电流。在示例中，比较器314在其正输入处接收与ICE(t)相对应的值，并且比较器314在其负输入处接收与最大允许电流ICEmax相对应的值。由于在图3所示的早期去饱和检测电路300的示例中没有使用消隐时间TBlank，所以可以将ICEmax的值设置得相对较低。比较器314的输出耦合到栅极驱动器电路304的短路检测输入318。短路检测输入318通常是栅极驱动器电路304的外部引脚。
图4是与图3的早期去饱和检测电路300相关联的时序图。图4的上部部分图示了跨IGBT 306的电压402、流过IGBT 306的电流404、以及短路事件406，短路事件406导致IGBT电流404出现尖峰。在成功接通事件期间，IGBT电压402成功地从高值电压过渡到低值电压。在随后的短路事件406期间，IGBT电压402快速过渡回到高值电压(电源电压)。在成功接通事件期间，IGBT电流成功地从零值电流过渡到正常接通电流。一旦检测到短路事件并且IGBT被关断，则在返回零电流之前，在随后的短路事件406期间，IGBT电流迅速过渡到异常高的短路电流。图4的中间部分图示了流经IGBT 306的重建的IGBT电流408ICE(t)，并且镜像了图4的上部部分所示的IGBT电流404。图4的底部部分图示了检测到的短路事件信号410，短路事件信号410也是短路检测输入318和比较器314的输出。一旦检测到短路事件406，检测信号410就从低值(诸如-5伏)过渡到高值(诸如15伏)。
图5是根据实施例的图3的早期去饱和检测电路300的操作方法的流程图。在步骤502处，IGBT 306的接通开关事件开始，其中PWM信号过渡到高值。在步骤504处，栅极驱动器电路304电路将节点PU拉高，并且将节点PD设置为高阻抗以对IGBT 306的栅极充电。PWM信号的高值还用于重置积分器电路316。此后，积分器电路316感测跨IGBT 306的发射极电感312的电压VL(t)。在步骤506处，通过IGBT 306的电流朝着满负载电流电平增加，在IGBT306的发射极电感312上产生L×di/dt电压，并且积分器电路316感测到该电压，该积分器电路316对流过IGBT 306的电流的副本进行重建。如先前所描述的，积分器电路316的输出(ICE(t))此后被馈送到比较器314的正输入。步骤508确定是检测到正常操作状况还是检测到短路状况。如果ICE(t)小于ICEmax，则存在正常操作状况。如果存在正常操作状况，则在步骤510处允许PWM输入信号控制栅极驱动器电路304，并且在步骤512处继续IGBT 306的正常操作。如果存在短路状况，则节点PU被立即设置为高阻抗，在步骤514处，节点PD被拉低，而与PWM输入信号的值无关，并且在步骤516处，生成系统故障和/或IGBT 306停机。
图6是图3的早期去饱和检测电路300的更详细的示意图。如先前所描述的，早期去饱和检测电路300在无需使用消隐时间TBlank的情况下提供了早期去饱和检测，并且针对单个功率器件319提供了短路保护。如图6所示，积分器电路316可以使用运算放大器322来实现。在实施例中，输入信号Vin(t)由输入电阻器R接收，该输入电阻器R耦合到运算放大器322的负输入。电容器C耦合在运算放大器322的负输入和输出之间，以提供由等式(1/(R×C))×∫Vin(t)dt表达的积分输出信号。
图7是被配置为用于驱动两个单独功率器件的图3的早期去饱和检测电路300的示意图。因此，当两个或更多个功率器件706和712并联连接时，早期去饱和检测电路700在功率级中提供去饱和检测和短路保护。当由于包括阈值电压Vth的变化和集电极-发射极ON电压VCEon的变化在内的过程变化而存在电流共享不匹配时，早期去饱和检测电路700特别有用。在这种情况下，所得短路电流可能比使用单个功率器件的功率级中的短路电流更严重。
早期去饱和检测电路700由微处理器702或其他合适信号源驱动，以将PWM信号提供给先前所描述的类型的两个栅极驱动器电路704和710(例如，图3中所示的栅极驱动器电路304)。第一栅极驱动器电路704包括用于驱动第一功率器件706的栅极的输出，并且包括用于接收跨电感708的电压的输入，该电感708在实施例中可以是功率器件706的杂散电感或寄生电感。第二栅极驱动器电路710包括用于驱动第二功率器件712的栅极的输出，并且包括用于接收跨电感714的电压的输入，该电感714在实施例中可以是第二功率器件712的杂散电感或寄生电感。合成输出电流716包括流过第一功率器件706的输出电流ICE1(t)和流过第二功率器件712的输出电流ICE2(t)。
图8是根据另一实施例的被配置为用于驱动两个单独功率器件的图3的早期去饱和检测电路300的示意图。当两个或更多个功率器件806和808并联连接时，早期去饱和检测电路800可以用于对功率级中的电流进行换向。例如，当不同器件类型(例如，IGBT、MOSFET或SiC)的混合被并联放置时，可以使用该方法。
早期去饱和检测电路800由外部微处理器802或其他合适信号源驱动，以将PWM信号提供给先前所描述的类型(例如，图3所示的栅极驱动器电路304)的单个栅极驱动器电路804。栅极驱动器电路804包括：第一输出，用于通过开关S1选择性地驱动第一功率器件806的栅极；以及第二输出，用于通过开关S2选择性地驱动第二功率器件808的栅极。栅极驱动器电路804还包括输入，该输入用于接收跨电感812的电压，该电感812在合并封装实施例中可以是功率器件806和808的杂散电感或寄生电感。可替代地，电感812可以表示耦合到单独封装的功率器件806和808中的每个功率器件的离散电感。依据开关S1和S2的开关状态，输出电流810可以包括在不同时间流过第一功率器件806的输出电流ICE1(t)或流过第二功率器件808的输出电流ICE2(t)。在实施例中，栅极驱动器电路804可以被配置为具有两个单独输出，以用于在输出814和816处提供驱动电压。开关S1和S2可以由微处理器802驱动，以在不同时间向功率器件806和808提供驱动电压。例如，开关S1可以在第一时间段期间接通(闭合)以驱动功率器件806的栅极，而开关S2可以在第一时间段期间关断(断开)以关断功率器件808。可替代地，开关S1可以在第二时间段期间关断(断开)以关断功率器件806，而开关S2可以在第二时间段期间接通(闭合)以驱动功率器件808的栅极。通过这种方式，可以提供换向电流功能以用于IGBT负载例如为电动机的应用。
图9A、图9B、图9C、图9D和图9E是将图1的示例性去饱和检测电路100的检测方法与图3的早期去饱和检测电路300的检测方法进行对比的模拟时序图。图9A、图9B、图9C、图9D和图9E的时序图图示了针对单个IGBT接通到短路状况的功率级的示例性去饱和检测方法和早期去饱和检测方法。
参考图9A，对于400V和100A的应用，用于示例性去饱和检测方法的IGBT VCE波形902和IGBT ICE波形904允许IGBT电流上升到大约860A。IGBT ICE波形904由于2μs的对应消隐时间而增加了整整2μs的时间。在大约4μs时，发生去饱和检测和短路检测，从而把IGBT的栅极拉低。因为IGBT被关断，所以IGBT ICE波形在约4.5μs时减小到零。在图9A、图9C、图9D和图9E中，消隐时间从约2μs扩展到4μs。
参考图9B，对于类似状况，用于早期去饱和检测方法(没有消隐时间)的IGBT VCE波形906和IGBT ICE波形908允许IGBT电流紧接在去饱和检测和短路检测之前的2.5μs处仅上升到大约243A，因此把IGBT的栅极拉低。
参考图9C，示出了用于示例性去饱和检测方法的短路检测波形910和用于早期去饱和检测方法的短路检测波形912。应当指出，示例性去饱和检测方法在约4μs(由于包括2μs至4μs之间的消隐时间)时检测到短路，而早期去饱和检测方法在约2.5μs时检测到短路。
参考图9D，示出了示例性去饱和检测功耗波形914和早期去饱和检测功耗波形916。如图9D所示，与示例性去饱和检测方法相比较时，早期去饱和检测方法导致瞬时IGBT功耗降低了大约72％，从4μs时的约349kW降低到2.5μs时的约98kW。
参考图9E，示出了示例性去饱和检测IGBT结温波形918和早期去饱和检测IGBT结温波形920。如果考虑假设IGBT的典型热配置，则与IGBT的结至环境瞬态热阻抗(Zthj-a)结合的该功耗会导致IGBT结温从波形918的峰值(4μs时的200℃)至波形920的峰值(2.5μs时的175℃)降低大约25℃。
图10A、图10B、图10C和图10D是将图1的示例性去饱和检测电路的检测方法与图3的早期去饱和检测电路的检测方法进行对比的模拟时序图。具体地，图10A、图10B、图10C和图10D图示了在单个IGBT导通期间在消隐时间已经到期之后发生的短路状况。如果在IGBT导通期间发生短路状况，则检测到去饱和状况或短路状况，并且栅极驱动器把IGBT栅极拉低，而与PWM信号的状态无关。
图10A示出了PWM信号1002，PWM信号1002是针对示例性去饱和检测方法和早期去饱和检测方法两者的用于控制IGBT的导通的数字输入信号。在短路事件期间，PWM信号为高。PWM信号从2μs至8μs和从12μs至18μs为高(5伏)。PWM信号从零至2μs、从8μs至12μs、以及从18μs至20μs为低(零伏)。
图10B示出了针对示例性去饱和检测方法的IGBT电压波形1004和IGBT电流波形1006。在2μs时的成功接通事件期间，IGBT电压波形1004过渡到低。在4μs时的随后的短路状况期间，IGBT电压波形1004迅速过渡到高。在2μs时的成功接通事件期间，IGBT电流波形1006从零值电流过渡到正常值电流。在4μs时的随后的短路状况期间，IGBT电流波形1006迅速增加到约400A的短路电流值，此后不久一旦检测到短路状况并且IGBT已经被关断，就立即降至零电流。
图10C示出了针对早期去饱和检测方法的电压波形1008和IGBT电流波形1010。这两个电流波形均示出了在消隐时间(从2μs到4μs)已经到期后出现的电流尖峰，因此，图10B和图10C中的两组电流波形和电压波形非常相似。
图10D示出了针对示例性去饱和检测方法的短路检测波形1012和针对早期去饱和检测方法的短路检测波形1014，该短路检测波形1014当短路状况被检测到时从逻辑低电平转变到逻辑高电平。应当指出，针对示例性去饱和检测方法的检测波形1012和针对早期去饱和检测方法的检测波形1014在性能上也非常相似。
图10A、图10B、图10C和图10D的模拟结果示出了因为短路状况在消隐时间已经到期之后发生，所以示例性去饱和检测方法和早期去饱和检测方法均提供了相似性能。
图11A、图11B、图11C、图11D和图11E是将图1的示例性去饱和检测电路的检测方法与图3的早期去饱和检测电路的检测方法进行对比的模拟时序图。具体地，图11A、图11B、图11C、图11D和图11E示出了接通到短路状况的w个并联IGBT。在图11A、图11B、图11C、图11D和图11E的示例中，并联器件的阈值电压分别为大约4V和大约6.5V，这导致在IGBT接通期间的电流共享不均等。
参考图11A，示出了针对示例性去饱和检测方法的IGBT电压波形1102、低Vth IGBT电流波形1104和高Vth IGBT电流波形1106。对于400V和200A的应用，现有方法(由于从2μs到4μs的2μs的消隐时间)允许最大IGBT电流在去饱和或短路检测之前上升到大约1142A，从而把IGBT的栅极拉低。
参照图11B，示出了针对早期去饱和检测方法的IGBT电压波形1108、低Vth IGBT电流波形1110和高Vth IGBT电流波形1112。对于类似状况，早期去饱和检测系统仅允许通过IGBT的最大电流上升到大约258A。
参考图11C，示例性短路检测波形在短路事件之后约4μs时切换，而早期短路检测波形在短路事件之后约2.5μs时切换，该短路事件在2μs时发生。
参考图11E，针对与示例性去饱和检测方法相关联的IGBT示出了IGBT结温波形1122，并且针对与早期去饱和检测方法相关联的IGBT示出了IGBT结温波形1124。如图11E所示，早期去饱和检测方法使得瞬时IGBT功耗从约448kW到约103kW降低约77％。如果考虑典型热配置，则与IGBT的结至环境瞬态热阻抗(Zthj-a)结合的该功耗会导致IGBT结温(210℃至175℃)降低约35℃。
图12是根据另一实施例的早期去饱和检测电路1200的示意图。提供了用于单个功率器件1212的短路保护和缓慢过载保护。早期去饱和检测电路1200可以被实现为栅极驱动器系统1204，该栅极驱动器系统1204包括通过例如第二输入1220而具有短路保护的标准栅极驱动器1206集成电路，该第二输入1220作为专用短路保护引脚。栅极驱动器系统1204可以包括分立部件以提供直流感测功能，或者它们可以与栅极驱动器1206集成在一起。栅极驱动器系统1204可以包括具有杂散电感或寄生电感1214的分立功率器件1212。分立功率器件1212可以是具有诸如开尔文发射极的开尔文功率端子的四端子功率器件。如果需要，则在实施例中，功率器件1212还可以与栅极驱动器1206和图12所示的其他部件集成在一起。
图12所示的栅极驱动器系统1204包括栅极驱动器1206，栅极驱动器1206具有：第一输入1226，用于接收数字输入信号，该数字输入信号在实施例中可以是PWM信号；第二输入1220，用于接收短路保护信号；以及输出，包括用于驱动功率器件1212的端子或引脚PU和PD。电流重建电路1210具有：第一输入1222，用于接收跨与功率器件1212相关联的电感1214的电压；第二输入1216，用于接收与功率器件1212相关联的电流；第三输入1224，用于接收PWM数字输入信号；以及输出1228，用于提供感测的功率器件电流ICE(t)。在实施例中，与功率器件1212相关联的电流可以由电流检测器或电流感测电路1218提供，该电流检测器或电流感测电路1218可以包括例如电流镜感测电路、分流电阻器感测电路、或任何其他已知感测电路布置。在实施例中，感测电流在校准操作中仅需要被感测一次，该校准操作还用于确定电感1214的值，这将在下文进行进一步详细说明。栅极驱动器系统1204还包括比较器1208，该比较器1208具有：第一输入(正输入)，耦合到电流重建电路1210的输出1228；第二输入(负输入)，耦合到参考(ICEmax)；以及输出，耦合到栅极驱动器1206的第二输入1220，其中电流重建电路1210包括校准电路(在图12中未具体示出)，该校准电路用于确定与功率器件相关联的电感1214的电感值。校准电路在图13中示出，并且下文进行进一步详细描述。在实施例中，校准电路还被配置为用于确定与功率器件相关联的电阻值，这也在下文进行进一步详细描述。
图13是与图12的早期去饱和检测电路1200相关联的校准电路1300的示意图。校准电路1300执行确定与功率器件(图13中未示出)相关联的电感L和电阻R的L值和R值的校准方法。在实施例中，在功率级启动期间执行校准方法，并且L值和R值存储在校准电路内部的存储器中。
校准电路1300包括求和电路1300，该求和电路1300具有第一输入(正输入)，该第一输入用于在校准序列中的第一时间接收跨电感L和电阻R的电压1318。求和电路1300具有第二输入(负输入)，该第二输入用于通过存储器1316在校准序列中的第二时间接收跨电感L和电阻R的电压1318。校准电路1300还包括积分器电路1312，该积分器电路1312具有耦合到求和电路1314的输出的输入。校准电路1300还包括：第一除法器电路1306，该第一除法器电路1306具有耦合到积分器电路1312的输出的第一输入、用于从电流感测电路1218接收电流值的第二输入、以及用于提供电感值L的输出；以及第二除法器电路1310，具有用于从存储器1316接收第二电压的第一输入、用于从电流感测电路1218接收电流值的第二输入、以及用于提供电阻值R的输出。在实施例中，电感值L可以存储在存储器1304中，而电阻值R可以存储在存储器1308中。
在实施例中，第一电压包括与通过电感和电阻的电流的正改变相对应的电压，该电压的值为L*di/dt+i*R。当功率器件刚刚接通并且流过功率器件的电流正在增加时，可以在校准序列期间的第一时间确定该值。在实施例中，第二电压包括与通过电感和电阻的电流的零改变相对应的电压，该电压的值为i*R。当功率器件完全接通并且达到稳定接通(ON)电流时，可以在校准序列期间的第二时间确定该值。
L和R的值可以一次确定，例如，在制造时。在其他实施例中，可以在早期去饱和检测电路1200的整个寿命中根据需要更新L和R的值，以补偿通过使用而可能对那些值产生的任何改变。
图14是与图12的早期去饱和检测电路1200相关联的电流重建电路1210的示意图。电流重建电路1210提供了用于使用先前确定的L值和R值对流过功率器件的电流“i”进行电流重建的方法。
电流重建电路1210包括求和电路1406，该求和电路1406具有用于接收电压1318的第一输入(正输入)、第二输入(负输入)、以及输出。在实施例中，第一输入处的电压的值为L*di/dt+i*R，第二输入处的电压的值为i*R，并且输出处的电压的值为L*di/dt。积分器电路1404耦合到求和电路1406的输出。在实施例中，积分器电路1404的输出的值为L*i。电流重建电路1210还包括除法器电路1402，该除法器电路1402具有耦合到积分器电路1404的输出的第一输入、用于从校准电路1302接收电感值L的第二输入、以及用于提供流过该功率器件的重建电流的输出。电流重建电路还包括乘法器电路1408，该乘法器电路1408具有用于接收重建电流的第一输入、用于从校准电路1302接收电阻值R的第二输入、以及耦合到求和电路1406的第二输入的输出。在实施例中，电流重建电路1210还包括可选的缓慢过载检测电路1410，缓慢过载检测电路1410用于接收重建的功率器件电流、PWM信号，并且用于提供缓慢过载信号SLOV，这将在下文参考图15进一步详细描述。
图15是与图12的早期去饱和检测电路1200相关联的缓慢过载检测电路1410的示意图。与初始短路状况、短路尖峰或脉冲、或在接通功率器件之后不久发生的其他短路状况相比，缓慢过载检测电路1410提供了用于随着时间的流逝而逐渐发展的缓慢过载检测的方法。生成查找表(LUT)，该查找表(LUT)基于针对重建的功率器件电流的存储值和相关联的PWM状态(指派值)。当在操作期间生成新重建电流时，该新重建电流与LUT中的历史预期值进行比较，以确定是否存在缓慢过载状况。如果存在缓慢过载状况(例如，新值大于高于历史值的可允许阈值)，则缓慢过载信号SL OV变高并且切断IGBT功率器件。缓慢过载可能是由于IGBT或负载在多个开关循环和/或基本循环内的退化(例如，如果负载是电机)。
在实施例中，缓慢过载检测电路1410包括：第一输入，用于接收重建的功率器件电流；第二输入，用于接收PWM信号；以及输出，用于提供缓慢过载检测信号SL OV。重建的电流值存储在存储器1506中，并且PWM指派值1510存储在存储器1508中。存储的值用于生成查找表1504，该查找表1504包括重建的电流的历史值与功率器件的正常操作期间的PWM值。另外，通过比较器1502接收重建的功率器件电流和PWM信号的当前值。比较器1502当前值与历史值进行比较以生成SL OV缓慢过载信号。在实施例中，SL OV信号可以是数字输出信号。比较器1502可以直接比较历史值与当前值并且生成SL OV。在实施例中，比较器1502可以被配置为仅在该比较大于预先确定的可允许阈值时才生成SL OV。
本文中所描述的早期去饱和检测电路和方法的优点包括直接感测并重建IGBT功率器件电流，而无需像现有技术那样使用IGBT功率器件电压作为流经功率器件的电流的代理。
当与需要消隐时间的其他技术相比较时，早期去饱和检测电路和方法的另一优点在于，它提供了IGBT去饱和以及短路事件的早期检测。
早期去饱和检测电路和方法的另一优点在于，可以实现功耗的显着降低以及IGBT结温的对应显着降低，从而降低了使IGBT功率器件的瞬时性能和长期可靠性退化的应力。因此，本文中所描述的早期去饱和检测电路有利地提高了IGBT功率器件的机电可靠性。
早期去饱和检测电路和方法的另一优点在于，它不向现有功率级引入任何新的感测元件作为主感测元件。早期去饱和检测电路和系统有利地使用了IGBT功率器件的发射极杂散电感，该电感可以是开尔文发射极与功率发射极之间已经存在的杂散电感，也可以是IGBT功率器件发射极电流路径中的任何其他端子或触点。
早期去饱和检测电路和方法的另一优点在于，无需特殊电流感测IGBT硅芯片技术即可以感测IGBT电流，从而显着减少了制造过程和相关成本。
早期去饱和检测电路和方法的另一优点在于，可以消除与先前的去饱和检测方法和电路相关联的外部部件(诸如高压二极管(DDesat)、限流电阻器(RDesat)、以及电容(CDesat))，从而显着降低了系统成本。
早期去饱和检测电路和方法的另一优点在于，积分器功能和比较器功能可以容易地集成到现有标准栅极驱动器IC技术中。例如，如果在栅极驱动器IC中实现，则仅需要一个附加引脚用于感测跨IGBT卡尔文发射极处的杂散电感的电压。因此，通过仅改变栅极驱动器IC，现有应用可以受益于早期去饱和检测方法。
早期去饱和检测电路和方法的另一优点在于，由于IGBT功率器件的短路时间与其对应VCEon和开关损耗成比例，所以可以利用短路时间更短的IGBT功率器件，从而减少了IGBT的导通损耗和开关损耗。在实施例中，降低功耗有利于允许实现有效硅面积较小或结温较低的硅芯片。
这里总结了本发明的示例实施例。根据本文的整个说明书和权利要求书，还可以理解其他实施例。
示例1.一种栅极驱动器系统，包括：栅极驱动器，具有用于接收数字输入信号的第一输入、用于接收短路保护信号的第二输入、以及用于驱动功率器件的输出；电流重建电路，具有用于接收跨与功率器件相关联的电感的电压的第一输入、用于接收与功率器件相关联的电流的第二输入、用于接收数字输入信号的第三输入、以及用于提供感测的功率器件电流的输出；以及比较器，具有耦合到电流重建电路的输出的第一输入、耦合到参考的第二输入、以及耦合到栅极驱动器的第二输入的输出。
示例2.根据示例1的栅极驱动器系统，其中电流重建电路包括校准电路，该校准电路用于确定与功率器件相关联的电感值。
示例3.根据上述示例中任一项的栅极驱动器系统，其中校准电路还被配置为用于确定与功率器件相关联的电阻值。
示例4.根据上述示例中任一项的栅极驱动器系统，其中电流重建电路包括：求和电路，具有第一输入、第二输入、以及输出，求和电路的该第一输入耦合到电流重建电路的第一输入；积分器电路，耦合到求和电路的输出；除法器电路，具有耦合到积分器电路的输出的第一输入、用于从校准电路接收电感值的第二输入、以及耦合到电流重建电路的输出的输出；以及乘法器电路，具有耦合到电流重建电路的输出的第一输入、用于从校准电路接收电阻值的第二输入、以及耦合到求和电路的第二输入的输出。
示例5.根据上述示例中任一项的栅极驱动器系统，其中校准电路包括：求和电路，具有用于从电流重建电路的第一输入接收第一电压的第一输入、用于从电流重建电路的第一输入接收第二电压的第二输入、以及输出；积分器电路，具有耦合到求和电路的输出的输入、以及输出；第一除法器电路，具有耦合到积分器电路的输出的第一输入、耦合到电流重建电路的第二输入的第二输入、以及用于提供电感值的输出；以及第二除法器电路，具有用于从电流重建电路的第一输入接收第二电压的第一输入、耦合到电流重建电路的第二输入的第二输入、以及用于提供电阻值的输出。
示例6.根据上述示例中任一项的栅极驱动器系统，其中来自电流重建电路的第一输入的第一电压包括与通过电感和电阻的电流的正改变相对应的电压。
示例7.根据上述示例中任一项的栅极驱动器系统，其中来自电流重建电路的第一输入的第二电压包括与通过电感和电阻的电流的零改变相对应的电压。
示例8.根据上述示例中任一项的栅极驱动器系统，其中电流重建电路还包括缓慢过载检测电路。
示例9.根据上述示例中任一项的栅极驱动器系统，其中缓慢过载检测电路包括：第一输入，耦合到电流重建电路的输出；第二输入，耦合到电流重建电路的第三输入；以及输出，用于提供缓慢过载检测信号。
示例10.根据上述示例中任一项的栅极驱动器系统，其中缓慢过载检测电路的输出耦合到电流重建电路的比较器。
示例11.根据上述示例中任一项的栅极驱动器系统，其中缓慢过载检测电路被配置为用于在当前感测的功率器件电流值大于先前感测的功率器件电流值时，生成缓慢过载检测信号。
示例12.一种栅极驱动器系统，包括：功率器件，包括电阻和电感；栅极驱动器，具有用于接收数字输入信号的第一输入、用于接收短路保护信号的第二输入、以及用于驱动功率器件的输出；电流重建电路，具有用于接收跨电阻和电感的电压的第一输入、用于接收与功率器件相关联的电流的第二输入、用于接收数字输入信号的第三输入、以及用于提供感测的功率器件电流的输出；以及比较器，具有耦合到电流重建电路的输出的第一输入、耦合到参考的第二输入、以及耦合到栅极驱动器的第二输入的输出。
示例13.根据示例12的栅极驱动器系统，其中电流重建电路包括校准电路，该校准电路用于确定电阻的电阻值和电感的电感值。
示例14.根据上述示例中任一项的栅极驱动器系统，其中功率器件包括四端子器件，该四端子器件包括第一电流端子、第二电流端子、开尔文电流端子、以及控制端子。
示例15.根据上述示例中任一项的栅极驱动器系统，其中电流重建电路包括缓慢过载检测电路。
示例16.根据上述示例中任一项的栅极驱动器系统，其中缓慢过载检测电路包括查找表，该查找表用于存储感测的功率器件电流值。
示例17.根据上述示例中任一项的栅极驱动器系统，其中电流重建电路包括积分器电路。
示例18.一种操作功率器件的方法，包括：测量跨与功率器件相关联的电感的电压；测量与功率器件相关联的电流；对跨电感的电压进行积分以提供积分值；将积分值除以电感的电感值以提供感测的功率器件电流；以及如果感测的功率器件电流大于参考电流，则关断功率器件。
示例19.根据示例18所述的方法，还包括：根据跨与功率器件相关联的电感的所测量的电压和与功率器件相关联的所测量的电流，确定与功率器件相关联的电感的电感值。
示例20.根据上述示例中任一项的方法，还包括：测量跨与电感串联的电阻的电压，该电感与功率器件相关联。
示例21.根据上述示例中任一项的方法，还包括：确定电阻的电阻值。
示例22.根据上述示例中任一项的方法，其中测量跨与功率器件相关联的电感的电压包括：至少测量功率器件的开尔文电流端子处的电压。
示例23.根据上述示例中任一项的方法，其中参考电流包括先前感测的功率器件电流。
虽然早期去饱和检测系统、电路和方法已经被描述为使用IGBT功率器件实现，但是对于本领域技术人员而言，显而易见的是，可以使用任何功率器件或多个器件，包括MOSFET功率器件、碳化硅(SiC)功率器件、一个或多个深沟槽隔离器件、或任何其他类型的集成电路功率器件。本文中所描述的电感可以包括IGBT功率器件的现有键合线电感，并且可以跨现有电流端子(诸如发射极端子)和现有开尔文电流端子(诸如开尔文发射极端子)进行测量。已经对可以一起集成在单个集成电路上、在几个不同集成电路上或者根据需要被实现为分立部件的各种部件进行了描述。虽然已经对电流、电压、功率、时间和其他值的特定值进行了阐述，但是这些值可以并且针对特定应用而发生改变。
虽然已经参考说明性实施例对本发明进行了描述，但是该描述不旨在以限制性意义进行解释。对于本领域技术人员而言，在参考说明书后，示例性实施例以及本发明的其他实施例的各种修改和组合将是显而易见的。因此，意图是所附权利要求涵盖任何这样的修改或实施例。

Claims (20)

1.一种栅极驱动器系统，包括：
栅极驱动器，具有用于接收数字输入信号的第一输入、用于接收短路保护信号的第二输入、以及用于驱动功率器件的输出；
电流重建电路，具有用于接收跨与所述功率器件相关联的电感的电压的第一输入、用于接收与所述功率器件相关联的电流的第二输入、用于接收所述数字输入信号的第三输入、以及用于提供感测的功率器件电流的输出；以及
比较器，具有耦合到所述电流重建电路的所述输出的第一输入、耦合到参考的第二输入、以及耦合到所述栅极驱动器的所述第二输入的输出。
2.根据权利要求1所述的栅极驱动器系统，其中所述电流重建电路包括校准电路，所述校准电路用于确定与所述功率器件相关联的电感值。
3.根据权利要求2所述的栅极驱动器系统，其中所述校准电路还被配置为用于确定与所述功率器件相关联的电阻值。
4.根据权利要求3所述的栅极驱动器系统，其中所述电流重建电路包括：
求和电路，具有第一输入、第二输入、以及输出，所述求和电路的所述第一输入耦合到所述电流重建电路的所述第一输入；
积分器电路，耦合到所述求和电路的所述输出；
除法器电路，具有耦合到所述积分器电路的所述输出的第一输入、用于从所述校准电路接收所述电感值的第二输入、以及耦合到所述电流重建电路的所述输出的输出；以及
乘法器电路，具有耦合到所述电流重建电路的所述输出的第一输入、用于从所述校准电路接收所述电阻值的第二输入、以及耦合到所述求和电路的所述第二输入的输出。
5.根据权利要求3所述的栅极驱动器系统，其中所述校准电路包括：
求和电路，具有用于从所述电流重建电路的所述第一输入接收第一电压的第一输入、用于从所述电流重建电路的所述第一输入接收第二电压的第二输入、以及输出；
积分器电路，具有耦合到所述求和电路的所述输出的输入、以及输出；
第一除法器电路，具有耦合到所述积分器电路的所述输出的第一输入、耦合到所述电流重建电路的所述第二输入的第二输入、以及用于提供所述电感值的输出；以及
第二除法器电路，具有用于从所述电流重建电路的所述第一输入接收所述第二电压的第一输入、耦合到所述电流重建电路的所述第二输入的第二输入、以及用于提供所述电阻值的输出。
6.根据权利要求5所述的栅极驱动器系统，其中来自所述电流重建电路的所述第一输入的所述第一电压包括与通过所述电感和所述电阻的电流的正改变相对应的电压。
7.根据权利要求5所述的栅极驱动器系统，其中来自所述电流重建电路的所述第一输入的所述第二电压包括与通过所述电感和所述电阻的电流的零改变相对应的电压。
8.根据权利要求1所述的栅极驱动器系统，其中所述电流重建电路还包括缓慢过载检测电路。
9.根据权利要求8所述的栅极驱动器系统，其中所述缓慢过载检测电路包括：第一输入，耦合到所述电流重建电路的所述输出；第二输入，耦合到所述电流重建电路的所述第三输入；以及输出，用于提供缓慢过载检测信号。
10.根据权利要求9所述的栅极驱动器系统，其中所述缓慢过载检测电路的所述输出耦合到所述电流重建电路的所述比较器。
11.根据权利要求9所述的栅极驱动器系统，其中所述缓慢过载检测电路被配置为用于在当前感测的功率器件电流值大于先前感测的功率器件电流值时，生成所述缓慢过载检测信号。
12.一种栅极驱动器系统，包括：
功率器件，包括电阻和电感；
栅极驱动器，具有用于接收数字输入信号的第一输入、用于接收短路保护信号的第二输入、以及用于驱动所述功率器件的输出；
电流重建电路，具有用于接收跨所述电阻和所述电感的电压的第一输入、用于接收与所述功率器件相关联的电流的第二输入、用于接收所述数字输入信号的第三输入、以及用于提供感测的功率器件电流的输出；以及
比较器，具有耦合到所述电流重建电路的所述输出的第一输入、耦合到参考的第二输入、以及耦合到所述栅极驱动器的所述第二输入的输出。
13.根据权利要求12所述的栅极驱动器系统，其中所述电流重建电路包括以下各项中的一项或多项：用于确定所述电阻的电阻值和所述电感的电感值的校准电路、缓慢过载检测电路、以及积分器电路。
14.根据权利要求12所述的栅极驱动器系统，其中所述功率器件包括四端子器件，所述四端子器件包括第一电流端子、第二电流端子、开尔文电流端子、以及控制端子。
15.根据权利要求12所述的栅极驱动器系统，其中所述电流重建电路包括缓慢过载检测电路，并且其中所述缓慢过载检测电路包括查找表，所述查找表用于存储感测的功率器件电流值。
16.一种操作功率器件的方法，所述方法包括：
测量跨与所述功率器件相关联的电感的电压；
测量与所述功率器件相关联的电流；
对跨所述电感的电压进行积分以提供积分值；
将所述积分值除以所述电感的电感值以提供感测的功率器件电流；以及
如果所述感测的功率器件电流大于参考电流，则关断所述功率器件。
17.根据权利要求18所述的方法，还包括：根据跨与所述功率器件相关联的所述电感的所测量的电压和与所述功率器件相关联的所测量的电流，来确定与所述功率器件相关联的所述电感的所述电感值。
18.根据权利要求18所述的方法，还包括：测量跨与所述电感串联的电阻的电压，所述电感与所述功率器件相关联。
19.根据权利要求20所述的方法，还包括：确定所述电阻的电阻值。
20.根据权利要求18所述的方法，其中测量跨与所述功率器件相关联的所述电感的电压包括：至少测量所述功率器件的开尔文电流端子处的电压。
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