CN112467758B - 基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法 - Google Patents

基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法 Download PDF

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CN112467758B CN202011442083.1A CN202011442083A CN112467758B CN 112467758 B CN112467758 B CN 112467758B CN 202011442083 A CN202011442083 A CN 202011442083A CN 112467758 B CN112467758 B CN 112467758B
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Abstract

发明涉及一种基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器，包括谐波提取模块、有源滤波部模块、无源滤波模块、预充电模块；所述谐波提取模块、有源滤波部模块和预充电模块依次相连；所述预充电模块还分别与无源滤波模块和三相整流负载相连接。本发明控制策略简单，系统稳定性好，不会降低系统功率因数，同时组合了有源滤波器和无源滤波器的优点，有较好的电流补偿作用。

Description

基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法
技术领域
本发明涉及电能质量及电力谐波治理领域，具体涉及一种基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法。
背景技术
随着电力电子技术的发展，电力电子器件的使用也越来越频繁，也有越来越多的非线性的器件，比如整流器，变频电动机，起重机等接入电网，伴随着这些非线性的器件的使用，同时有着大量的谐波注入电网，过高的谐波有十分巨大的危害，不仅仅对用户侧的器件的使用，电能的稳定有影响，也对电网侧的保护装置有显著的影响，关于对非线性负载所产生的谐波滤除的滤除，是电力电子工程师们重点关注解决的问题。
目前关于谐波的治理，有两个方向，第一个是从用户角度出发，研制出低谐波量的装置，通过改进硬件结构，控制算法等，减少用户侧使用的设备所产生的谐波对电网电流的污染。另一个是在电路中增加滤波器，对谐波进行定向的补偿，从而减少谐波对电网的污染。关于现在使用的滤波器，可分为两种，分别是有源滤波器和无源滤波器。无源滤波器结构简单，稳定性高，便于维护，使用十分广泛，但是补偿精度低，灵活性差，难以应付多变的负载结构；有源滤波器是采用可控的开关器件，定向检测谐波电流，对谐波电流进行补偿，充当一个可控电流源的作用，有较高的补偿效果，且响应速度十分快，但是结构较为复杂，成本高，且受控于开关器件的频率特性，也难以实现对谐波的全部补偿。因此目前混合型的滤波器应用较为广泛。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法，使用双闭环的PI控制，定向跟踪谐波电流，对其定向补偿，之后通过设计无源滤波器，辅助有源滤波器补偿高次谐波，并吸收系统无功功率。
为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器，包括谐波提取模块、有源滤波部模块、无源滤波模块、预充电模块；所述谐波提取模块、有源滤波部模块和预充电模块依次相连；所述预充电模块还分别与无源滤波模块和三相整流负载相连接。
进一步的，所述有源滤波部模块主体结构采用NPC型三电平结构。
进一步的，所述预充电模块由接触器和预充电电阻组成，用于测量电容电压，当达到预设要求时，短路掉预充电电阻。
进一步的，所述无源滤波器由滤波电感和滤波电容组成。
一种基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法，包括以下步骤：
步骤S1:通过谐波电流检测模块采用ip-iq获取需要滤波器补偿的谐波电流；
步骤S2:启动有源滤波模块，通过预充电模块，给电容充电，并采用PI控制器控制电电容电压稳定；
步骤S3:通过PI控制器控制电流，对谐波电流进行跟踪，生成与谐波电流相反的补偿电流，将其注入电网，实现对谐波电流的初步补偿；
步骤S4:分析补偿电流特性，在补偿谐波电流的同时，根据电路无功功率最小化原则，设定无源滤波模块参数，定向补偿受于APF功能限制，所未补偿的高次谐波部分。
进一步的，所述步骤S1具体为:在三相电流ia、ib、ic均由基波和谐波组成，表达式为
Figure GDA0004036349670000031
输入侧ia、ib、ic分别为三相电路各相的瞬时电流，对于A相电流ia，
Figure GDA0004036349670000032
为基波电流瞬时值，
Figure GDA0004036349670000033
为各次谐波电流瞬时值；
设定三相abc坐标系到两相α-β坐标系变换规则，具体为：
Figure GDA0004036349670000034
Figure GDA0004036349670000041
C32为坐标变换矩阵，通过该变换，可将三相坐标系下的电流转换到两相坐标系下。带入可得到电流在α-β坐标系下的取值，再将该电流沿着电压和其法线方向进行投影，得到有功瞬时电流ip和无功瞬时电流iq
Figure GDA0004036349670000042
其中直流分量分别为
Figure GDA0004036349670000043
该直流分量由基波产生，交流分量由谐波产生，通过低通滤波器，得到的全部为直流分量；
并设定两相α-β坐标系到三相abc坐标系的变换规则，
Figure GDA0004036349670000044
C23＝C32 -1   (7)
C23为坐标变换矩阵，是同上文C32相反的坐标变换，通过该变换，可将两相坐标系下的电流重新转换到三相坐标系下，以供后续计算使用。
输出三相基波电流iaf、ibf、icf，用三相瞬时电流ia、ib、ic分别减去三相基波电流，得到谐波电流iaxie、ibxie、icxie
Figure GDA0004036349670000051
进一步的，所述谐波电流检测模块采用二阶巴特沃兹滤波器。
进一步的，步骤S2具体为:有源滤波模块采用双闭环的PI控制电容电压和输出电流；若电容电压过低，从主回路吸取能量进行充电，若电容电压过高，则将能量回馈主回路，电压环同时保持两个电容电压处在预设值上，并保持相对稳定；电流环控制调节输出电流的，时刻跟踪谐波电流，使有源滤波模块生成和信号电流相反的电流，注入主回路中，进行谐波电流的补偿。
进一步的，设无源滤波模块滤波电容，电感取值分别为l,c，滤波原则为：
a：滤除高次谐波
滤除高次谐波，即令LC滤波器参数谐振频率
Figure GDA0004036349670000052
则有
Figure GDA0004036349670000053
式中f1为LC滤波器的谐振频率，f0为期望滤除的高次谐波的频率。
b：不影响基波
不影响基波，即令LC滤波器参数谐振频率
Figure GDA0004036349670000054
则有
Figure GDA0004036349670000055
式中f为电路基波频率。
c：不增加系统无功功率
即有电感的无功功率等于电容的无功功率，即令Qc＝Ql，其中Qc，Ql分别表示电感无功功率和电容无功功率，现对Qc，Ql进行估计，电路输入电压
Figure GDA0004036349670000061
设接入滤波器后，干路电流
Figure GDA0004036349670000062
(其中a，b为未知参数)，电感和电容阻抗分别为Zl，Zc。，通过上述数据，可求得电感电压和电容电压
Figure GDA0004036349670000063
Figure GDA0004036349670000064
则可分别计算处Qc，Ql：
Figure GDA0004036349670000065
Figure GDA0004036349670000066
让系统有较高的功率因数，则有
Qc+Ql＝0(20)
通过a，b，c三组规则，确定电感和电容取值。
本发明与现有技术相比具有以下有益效果：
1、本发明采用ip-iq法来检测谐波电流，有较强的快速性和，且可满足负载不对称的情况；
2、本发明采用三电平结构，输出谐波主要为高次谐波，且开关管承压较低，可满足大功率情况。采用双闭环的PI控制，同时对支撑电容电压值和输出的电流进行控制，结构简单，稳定性高；
3、本发明通过分析有源滤波器控制策略固有缺陷，以及电路无功功率等原则，设计无源滤波器计算原则，对有源部分进行补充，增强了滤波效果，并且提高了系统的功率因数；
4、本发明增加了预充电部分，控制了启动电流，减小了启动过程对电路的冲击，提高了系统的稳定性和寿命。
附图说明
图1为本发明一实施例中ip-iq法谐波电流提取效果图(示波器三组通道自上而下分别是干路电流、谐波电流和基波电流)；
图2为本发明一实施例中滤波器整体结构图；
图3为本发明一实施例中双闭环控制结构示意图；
图4为本发明一实施例中电流内环控制结构图；
图5为本发明一实施例中无源滤波器示意图；
图6为本发明一实施例中Simulink主电路仿真图；
图7为本发明一实施例中谐波提取模块,电流电压控制仿真图；
图8为本发明一实施例中预充电及无源滤波器仿真；
图9为本发明一实施例中电容电压充电曲线；
图10为本发明一实施例中系统功率因数曲线；
图11为本发明一实施例中经过补偿后的a相电流曲线；
图12为本发明一实施例中经过补偿后的a相电流THD；
图13为本发明方法流程图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。
请参照图6，本发明提供一种基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器，包括谐波提取模块、有源滤波部模块、无源滤波模块、预充电模块；所述谐波提取模块、有源滤波部模块和预充电模块依次相连；所述预充电模块还分别与无源滤波模块和三相整流负载相连接。
如图13所示，本实施例还提供一种基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法，包括以下步骤：
步骤S1:通过谐波电流检测模块采用ip-iq获取需要滤波器补偿的谐波电流；
步骤S2:启动有源滤波模块，通过预充电模块，给电容充电，并采用PI控制器控制电电容电压稳定；
步骤S3:通过PI控制器控制电流，对谐波电流进行跟踪，生成与谐波电流相反的补偿电流，将其注入电网，实现对谐波电流的初步补偿；
步骤S4:分析补偿电流特性，在补偿谐波电流的同时，根据电路无功功率最小化原则，设定无源滤波模块参数，定向补偿受于APF功能限制，所未补偿的高次谐波部分。
在本实施例中，ip-iq法提取谐波电流的原理具体为：
在三相电流ia、ib、ic均由基波和谐波组成，表达式为
Figure GDA0004036349670000081
输入侧ia、ib、ic分别为三相电路各相的瞬时电流，与谐波电流同相的正、余弦信号。
设定三相abc坐标系到两相α-β坐标系变换规则，具体为：
Figure GDA0004036349670000091
Figure GDA0004036349670000092
通过该变换，便得到电流在α-β坐标系下的取值，再将该电流沿着电压和其法线方向进行投影，得到有功瞬时电流ip和无功瞬时电流iq
Figure GDA0004036349670000093
其中直流分量分别为
Figure GDA0004036349670000094
该直流分量由基波产生，交流分量由谐波产生，因此设计低通滤波器，通过滤波器后，得到的全部为直流分量。
再设定两相α-β坐标系到三相abc坐标系的变换规则，
Figure GDA0004036349670000095
C23＝C32 -1   (7)
此时便可以输出三相基波电流iaf、ibf、icf，用三相瞬时电流ia、ib、ic分别减去三相基波电流，便可以得到谐波电流iaxie、ibxie、icxie
Figure GDA0004036349670000096
优选的，在本实施例中低通滤波器采用二阶巴特沃兹滤波器，截止频率设置为30Hz。通过以上谐波电流检测模块，便可以得到三相电路的谐波。图1为采用三相整流负载时，a相电流波形、通过ip-iq法提取的谐波电流波形和基波波形。
在本实施例中，有源滤波器主体结构是NPC型三电平结构，主体结构如图2所示。有源滤波器需要控制的有两部分，分别是电容电压和输出电流。需要对电压进行控制的原因是有源滤波电路由串联的两个支撑电容供电，电容能量来源于主回路，若电容电压过低，从主回路吸取能量进行充电，若电容电压过高，则将能量回馈主回路，因此电压环的任务是要同时保持两个电容电压处在预设值上，并保持相对稳定。电流环控制调节输出电流的，需要有较快的跟随能力，时刻跟踪谐波电流，使有源滤波器部分生成和信号电流相反的电流，注入主回路中，进行谐波电流的补偿，图3为电路双闭环控制框图。
电容电压值不需要快速调节，只要能保持稳定即可。因此采用PI控制完全可以满足要求。
电流内环控制框图见图4
计算电流环传递函数，采用PI控制器，初始参数设置为KP＝0.75，KI＝75，则PI控制器传递函数
Figure GDA0004036349670000101
SPWM模块设采样周期设置为100μs，则传递函数
Figure GDA0004036349670000102
滤波模块采用电感滤波，电感值设置为2×10-3H，传递函数
Figure GDA0004036349670000111
则系统开环传递函数
GO(s)＝G1(s)·G2(s)·G3(s)   (12)
闭环传递函数为：
Figure GDA0004036349670000112
根据传递函数，可进行计算，得到当采用PI控制器时，系统的带宽仅有500Hz左右，而这是PI控制的固有弊端，重新设置PI参数，在谐波电流变换迅速时，也难以跟随，无法对谐波进行精确的补偿。因此需要在有源滤波器模块后，引入无源滤波器，来补偿有源滤波器未补偿的部分。
系统总体采样频率为f＝10kHz，设有源滤波器所为能补偿的高次谐波频率f0＝5f＝50kHz，引入无源LC滤波器，对该频率的谐波进行补偿，同时要不增加系统的无功功率。无源滤波器原理见图6，需要滤除的高频谐波f0＝50kHz，基波为fc＝220Hz。设滤波电容，电感取值分别为l,c，滤波原则有3条，分别是
a：滤除高次谐波
滤除高次谐波，即令LC滤波器参数谐振频率
Figure GDA0004036349670000113
则有
Figure GDA0004036349670000114
b：不影响基波
不影响基波，即令LC滤波器参数谐振频率
Figure GDA0004036349670000115
则有
Figure GDA0004036349670000116
c：不增加系统无功功率
即有电感的无功功率等于电容的无功功率，即令Qc＝Ql，现对Qc，Ql进行估计，电路输入电压
Figure GDA0004036349670000121
假设接入滤波器后，干路电流取值
Figure GDA0004036349670000122
通过上述数据，可求得电感电压和电容电压
Figure GDA0004036349670000123
Figure GDA0004036349670000124
则可分别计算处Qc，Ql
Figure GDA0004036349670000125
Figure GDA0004036349670000126
让系统有较高的功率因数，则令
Qc+Ql＝0 (20)
现进行近似计算，忽略Qc，Ql中的较小量，在系统功率因数很高时，有b→0，电感电容的数量级至少应该为10-3，也应当有220aωl，则化简式20，可得到lc大致取值关系为
Figure GDA0004036349670000127
干路电流数量级一般为几十安培，则令电感取值比电容小两个数量级即可符合要求。
则通过a，b，c三组规则，则可确定电感和电容取值，经过调试，可最终确定具体值。优选的，在本实施例中l＝20mH,c＝20μF。
预充电模块的设计具体为：有源滤波器通过电容供电，系统启动时，电容端相当于短路，会有极大的电流注入电容中，设置预充电模块，增设预充电电阻，控制启动电流，判断电容电压达到预设电压的75％时，则完成预充电过程，短路预充电电阻即可。
图7为根据模型搭建的谐波提取模块，输出电流和电容电压控制器，图8为预充电结构和无源滤波器结构，其中预充电结构由接触器和电阻组成，测量电容电压，当达到预设要求时，短路掉预充电电阻。无源滤波器由滤波电感和滤波电容组成。
在本实施例中，进行仿真分别得到图9支撑电容电压波形，可见电压稳定，控制效果较为理想；图10系统功率因数情况，可见仅在启动时，因为给预充电电容充电，系统功率因数由较大波动，稳定后，系统功率因数接大于99％；图11为经过补偿后电流波形，可见，系统整体滤波效果较好，由于有预充电模块，系统在启动时，启动电流较为稳定，基本满足要求；图12补偿后电流谐波含量分析，THD低于5％，满足国标要求。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (7)

1.一种基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法，其特征在于，双闭环混合型有源滤波器包括谐波电流检测模块、有源滤波模块、无源滤波模块、预充电模块；所述谐波电流检测模块、有源滤波模块和预充电模块依次相连；所述预充电模块还分别与无源滤波模块和三相整流负载相连接；
所述双闭环混合型有源滤波器的控制方法，包括以下步骤：
步骤S1:通过谐波电流检测模块采用ip-iq获取需要滤波器补偿的谐波电流；
步骤S2:启动有源滤波模块，通过预充电模块，给电容充电，并采用PI控制器控制电容电压稳定；
步骤S3:通过PI控制器控制电流，对谐波电流进行跟踪，生成与谐波电流相反的补偿电流，将其注入电网，实现对谐波电流的初步补偿；
步骤S4:分析补偿电流特性，在补偿谐波电流的同时，根据电路无功功率最小化原则，设定无源滤波模块参数，定向补偿受于APF功能限制，所未补偿的高次谐波部分；
设无源滤波模块滤波电容，电感取值分别为l,c，滤波原则为：
a：滤除高次谐波
滤除高次谐波，即令LC滤波器参数谐振频率
Figure FDA0004036349660000011
则有
Figure FDA0004036349660000012
式中f1为LC滤波器的谐振频率，f0为期望滤除的高次谐波的频率；
b：不影响基波
不影响基波，即令LC滤波器参数谐振频率
Figure FDA0004036349660000021
则有
Figure FDA0004036349660000022
式中f为电路基波频率；
c：不增加系统无功功率
即电感的无功功率等于电容的无功功率，即令Qc＝Ql，其中Qc，Ql分别表示电感无功功率和电容无功功率，现对Qc，Ql进行估计，电路输入电压
Figure FDA0004036349660000023
设接入滤波器后，干路电流
Figure FDA0004036349660000024
其中a，b为未知参数，电感和电容阻抗分别为Zl，Zc；通过上述数据，求得电感电压Ul和电容电压Uc
Figure FDA0004036349660000025
Figure FDA0004036349660000026
则分别计算出Qc，Ql：
Figure FDA0004036349660000027
Figure FDA0004036349660000028
让系统有较高的功率因数，则有
Qc+Ql＝0    (20)
通过a，b，c三组规则，确定电感和电容取值。
2.根据权利要求1所述的基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法，其特征在于：所述有源滤波模块主体结构采用NPC型三电平结构。
3.根据权利要求1所述的基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法，其特征在于：所述预充电模块由接触器和预充电电阻组成，用于测量电容电压，当达到预设要求时，短路掉预充电电阻。
4.根据权利要求1所述的基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法，其特征在于：所述无源滤波模块由滤波电感和滤波电容组成。
5.根据权利要求1所述的基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法，其特征在于，所述步骤S1具体为:三相电流ia、ib、ic均由基波和谐波组成，表达式为：
Figure FDA0004036349660000031
输入侧ia、ib、ic分别为三相电路各相的瞬时电流，对于A相电流ia，
Figure FDA0004036349660000032
为基波电流瞬时值，
Figure FDA0004036349660000033
为各次谐波电流瞬时值；
设定三相abc坐标系到两相α-β坐标系变换规则，具体为：
Figure FDA0004036349660000041
Figure FDA0004036349660000042
C32为坐标变换矩阵，通过该变换，可将三相坐标系下的电流转换到两相坐标系下；带入得到电流在α-β坐标系下的取值，再将该电流沿着电压和其法线方向进行投影，得到有功瞬时电流ip和无功瞬时电流iq
Figure FDA0004036349660000043
其中直流分量分别为
Figure FDA0004036349660000044
该直流分量由基波产生，交流分量由谐波产生，通过低通滤波器，得到的全部为直流分量；
并设定两相α-β坐标系到三相abc坐标系的变换规则，
Figure FDA0004036349660000045
C23＝C32 -1    (7)
C23为坐标变换矩阵，是C32相反的坐标变换；
输出三相基波电流iaf、ibf、icf，用三相瞬时电流ia、ib、ic分别减去三相基波电流，得到谐波电流iaxie、ibxie、icxie
Figure FDA0004036349660000051
6.根据权利要求1所述的基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法，其特征在于，所述谐波电流检测模块采用二阶巴特沃兹滤波器。
7.根据权利要求1所述的基于无功功率最小化的双闭环混合型有源滤波器的控制方法，其特征在于，步骤S2具体为:有源滤波模块采用双闭环的PI控制电容电压和输出电流；若电容电压过低，从主回路吸取能量进行充电，若电容电压过高，则将能量回馈主回路，电压环同时保持两个电容电压处在预设值上，并保持相对稳定；电流环控制调节输出电流，时刻跟踪谐波电流，使有源滤波模块生成和信号电流相反的电流，注入主回路中，进行谐波电流的补偿。
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