CN112415418B - 电磁搅拌变频电源故障检测电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电磁搅拌变频电源故障检测电路，包括电平采集单元、3个检测单元，第i个检测单元包括用于测量三相全桥逆变器第i个桥臂输出电流的电流测量装置、电流/电压转换单元、电压绝对值单元、模拟开关、积分电路，所述电流测量装置、电流/电压转换单元、电压绝对值单元依次电连接；所述模拟开关两个连接端分别与电压绝对值单元输出端、积分电路输入端对应电连接；每个检测单元还均包括第一电压比较单元，所述第一电压比较单元输入端与电流/电压转换单元输出端或电压绝对值单元输出端电连接，所述第一电压比较单元输出端与模拟开关的选通端电连接。

Description

电磁搅拌变频电源故障检测电路

技术领域

本发明涉及一种电磁搅拌变频电源的二类短路故障检测技术,具体涉及一种对电磁搅拌器负载的相间短路或对地短路检测的装置。

背景技术

电磁搅拌器专用变频电源隶属于电压型变频器领域,主电路拓扑结构如下图1所示,拓扑结构和通用电压型变频器主电路拓扑结构几乎相同,都是采用AC-DC-AC主电路拓扑结构，因电磁搅拌器需要二相或三相几百安培甚至上千安培的低频(1-16Hz)交流电源给予供电，所以电磁搅拌变频电源其主电路中逆变IGBT等主要功率开关器件一般都为大容量功率器件。

电磁搅拌专用变频电源中大容量IGBT的正常驱动以及在故障情况下IGBT的可靠有效保护是电磁搅拌器专用变频电源长期可靠稳定运行的前提条件。随着国内外大容量IGBT驱动技术的发展，高性能的即插即用数字驱动器(如国外Power Integrations公司1SP0635型号数字驱动器和国内飞仕得公司1FSD08110型号的数字驱动器)以及IGBT数字驱动核(如国外Power Integrations公司2SC0435T型号数字驱动核和国内飞仕得公司的2FSC0435型号的数字驱动核)在具有驱动大容量IGBT的功能之外还都设计集成有短路保护等保护功能，用户只需要按照要求使用即可满足大功率IGBT的驱动和保护需要。

然而市面上成熟的IGBT数字驱动器和IGBT驱动核所集成的短路保护是指当在短路故障时IGBT中的电流在6μs时间以内达到4-5倍额定电流大小时进行保护，如图10中直通时IGBT在2个μs左右时间内迅速达到6.3KA，此时IGBT迅速进入退饱和的状态，此时IGBT的集电极和发射级之间V_CE电压由饱和导通时V_CE＝3V左右迅速上升达到直流母线电压V_CE＝V_DC-Link(V_DC-Link为直流母线电压大小)，当IGBT数字驱动器或驱动核检测到V_CE之间的电压超过某一个阈值时即判断IGBT处于一类短路状态，此时IGBT数字驱动器或IGBT驱动核启动软关断等保护流程来保护IGBT，通过增加关断时间△t方式来降低因

而引起的关断电压尖峰，以免IGBT的集电极和发射极之间电压过高而击穿(如图10中一类短路发生后，IGBT驱动器或驱动核启动软关断，关断产生最大电压才816V)，例如当硬件或软件失效的情况下造成同一桥臂的上下两个IGBT直通时等“一类短路”故障，该类短路故障一般短路回路中的电感量很小(小于100nH级)，具有电流上升速率快和IGBT关断电流瞬时值大的特点，假设V相的上、下桥臂的两个IGBT直通，则一类短路发生时电流回路原理示意图如图2(a)所示，短路电流由电容C1、IGBT3、IGBT4、C2形成回路。

然而电磁搅拌器一般应用工作在连铸生产线上，现场环境异常潮湿恶劣；同时电磁搅拌器线圈需要通以几百甚至千安培电流，发热异常严重，因此电磁搅拌器线圈都采用水循环冷却方式，在此种情况下电磁搅拌器非常容易出现相间短路、匝间短路或对地短路等故障；然而受连铸生产线和电磁搅拌器负载现场应用环境的限制，电磁搅拌器专用变频电源一般设计在单独的电气控制室里，电磁搅拌器负载安装在连铸生产线上，变频电源和电磁搅拌器负载之间距离较远，一般需要布几十米长动力电缆，一般电磁搅拌变频电源离连铸线距离比较近的场所至少也有20米；在电磁搅拌器负载发生相间短路时，如图2(b)所示U、V相间短路时，U、V两相连接的平行动力电缆的导线电感就为此类短路回路中的负载，利用平行导线电感值计算公式

公式中假设只取较小线缆长度l＝20m，两根相邻的平行导线间的距离等于线缆的直径a＝d＝36mm，经计算两根平行导线电感L＝5.53μH(远大于一类短路故障的直通时的100nH左右)，实际应用中采用常州同惠仪器有限公司的TH2811D电感仪器测量20米动力电缆的电感值为L＝6.09μH(实际测量电感值与计算值相差10％的误差)；当发生相间短路故障时，这动力线缆电感就是串联连接在此类短路回路负载，利用公式

(三相进线为500VAC时V_DC-Link为直流母线电压大小700VDC，L为两根平行动力线缆的等效电感＝5.53μH)，此类短路时短路回路中的电感量比上面“一类短路”回路中电感量大得多，我们称此类短路故障为“二类短路”；“二类短路”回路中线缆电感严重减缓了电流上升速率，在很长的一段时间内IGBT都处在过流情况下但又不会达到退饱和条件(4-5倍左右额定电流大小)，因此IGBT数字驱动器或IGBT驱动核集成的一类短路保护不能对此类短路故障起得保护作用；然而“二类短路”故障时IGBT流过的电流比正常额定工况时流过电流要大得多，因此经过若干长时间电流过载后，IGBT的发热损耗非常高，结温迅速上升，直接导致IGBT过热失效。

因此，对于电磁搅拌专用变频电源的IGBT驱动而言，仅仅靠IGBT驱动器或IGBT驱动核所具备的一类短路保护功能之外，还需要额外采用其他的方式或方法对于电磁搅拌变频电源发生“二类短路”故障时采取有效的保护，防止IGBT发生“二类短路”时过热失效。目前传统的“二类短路”检测方法一般具有两种方式，第一种方式通过“软件采样判断”方式，示意图如图3(a)所示，即电磁搅拌变频电源中控制器通过电流传感器需要实时采样变频电源输出电流的模拟值大小并进行计算比较，在设定某一设定的时间内，如果控制器所采集的、电流模拟值转换后得到的电压大小连续多次超过设定的上限Vref-High或下限Vref-Low阈值大小，即认为变频电源输出电流发生“二次短路”等过流故障，该方式具有实现简单操作灵活等优点，但该方法对控制器的实时性要求太高，极高地增加了控制器中MCU微处理器的任务负担，而且一旦微处理器失效，该过载检测方法也随之失效；第二种方式通过“硬件比较”方式，如图3(b)所示，即将电流传感器或者互感器输出的电流信号，经电阻R1转换为电压信号再经3.3V电平转换后再与上限阈值和下限阈值两个比较器进行比较，当高于上限阈值Vref-High或低于下限阈值Vref-Low时逻辑芯片输出低电平，然后被微处理器的I/O口以中断的方式采集；该方法具有无需实时占用控制器资源等优点，但该方法容易受外界干扰而导致存在误报或错报等缺陷。

发明内容

本发明要解决的问题是针对现有电磁搅拌专用变频电源检测二类短路时增加微处理器的任务负担、易受外界干扰而存在误报的问题，提供一种电磁搅拌变频电源故障检测电路。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种电磁搅拌变频电源故障检测电路，所述电磁搅拌变频电源包括三相全桥整流器、与三相全桥整流器输出端电连接的三相全桥逆变器、具有6个脉宽调制信号输出端的脉宽调制信号产生单元，三相全桥逆变器具有3个桥臂，每个桥臂上均设置有两个同向串联的IGBT，所述电磁搅拌变频电源故障检测电路包括电平采集单元、3个检测单元，第i个检测单元包括用于测量三相全桥逆变器第i个桥臂输出电流的电流测量装置U101-i、电流/电压转换单元U102-i、电压绝对值单元U103-i、模拟开关U105-i、积分电路U106-i，所述电流测量装置U101-i、电流/电压转换单元U102-i、电压绝对值单元U103-i依次电连接，所述模拟开关U105-i两个连接端分别与电压绝对值单元U103-i输出端、积分电路U106-i输入端对应电连接，所述积分电路U106-i输出端连接有反相器U107-i；

每个检测单元还均包括第一电压比较单元，电流/电压转换单元U102-i输出端或电压绝对值单元U103-i输出端电连接至第i个检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个检测单元的第一电压比较单元输出端与模拟开关U105-i的选通端电连接，第i个检测单元的第一电压比较单元的结构使得：当电流/电压转换单元U102-i的输出值不小于预设的负阈值电压V-且不大于预设的正阈值电压V+时，第i个检测单元的第一电压比较单元输出低电平，否则，第i个检测单元的第一电压比较单元输出高电平，V+、V-的绝对值相等；

反相器U107-i输出端与电平采集单元的第i个输入端电连接；或

反相器U107-i输出端电连接至与门电路U108的第i个输入端，所述与门电路U108输出端与电平采集单元输入端连接，i＝1,2,3。

本发明中，若某一个检测单元的电流测量装置U101-i检测的电流在一定时间内持续超过设定的阈值，则第一电压比较单元在一定时间内持续输出高电平，使得模拟开关U105-i在一定时间内一直保持闭合状态，从而使得积分电路U106-i持续进行积分，当积分电路输出超过阈值时，反相器U107-i翻转，从而可以通过电平采集单元采集的电平高低确定是否发生二类短路故障。若电流测量装置U101-i检测的电流仅是持续很短的异常值，则模拟开关U105-i仅在很短时间内闭合后又断开，积分电路输出无法累积到使得反相器U107-i翻转的电平，使得反相器U107-i输出不会发生变化，从而避免误判断。本发明的二类短路故障检测电路采用模拟电路实现，无需将采集到的电流数据送入到微处理器中实时进行比较判断，无需增加微处理器的任务负担，而且由于采用积分电路，也不会因偶尔的外界干扰而因电压比较器的输出而使得判断错误。

进一步地，第i个检测单元的第一电压比较单元输入端与电压绝对值单元U103-i输出端电连接，第i个检测单元的第一电压比较单元包括电压比较器U1041-i，所述电压比较器U1041-i的同相输入端、反相输入端分别与电压绝对值单元U103-i输出端、第一参考电压端Vref1电连接，所述第一参考电压端Vref1的电压值等于V+；或

第i个检测单元的第一电压比较单元输入端与电流/电压转换单元U102-i输出端电连接，第i个检测单元的第一电压比较单元包括电压比较器U1041-i、电压比较器U1042-i、逻辑或门U1043-i，所述电压比较器U1041-i的同相输入端、电压比较器U1042-i的反相输入端、电流/电压转换单元U102-i输出端、电压绝对值单元U103-i输入端相互电连接，所述电压比较器U1041-i的反相输入端、所述电压比较器U1042-i的同相输入端分别与第一参考电压端Vref1、第二参考电压端Vref2对应电连接，所述第一参考电压端Vref1的电压值、第二参考电压端Vref2的电压值分别等于V+、V-，所述电压比较器U1041-i输出端、电压比较器U1042-i输出端分别与逻辑或门U1043-i的两个输入端对应连接，所述逻辑或门U1043-i输出端为第i个检测单元的第一电压比较单元输出端。

进一步地，所述电磁搅拌变频电源包括三相全桥整流器、与三相全桥整流器输出端电连接的三相全桥逆变器、具有6个脉宽调制信号输出端的脉宽调制信号产生单元，三相全桥逆变器具有3个桥臂，每个桥臂上均设置有两个同向串联的IGBT，所述脉宽调制信号产生单元、电平采集单元独立设置或脉宽调制信号产生单元中集成有电平采集单元，所述故障检测电路还包括6个逻辑与门Um₁、Um₂、……、Um₆，与门电路U108的输出端、第j个脉宽调制信号输出端分别与第j个逻辑与门Umj的两个输入端对应电连接，第j个逻辑与门Umj的输出端与第j个IGBT的控制端电连接，j＝1,2,...,6。

本发明中，通过上述设置，从而使得可以在任一个电流测量装置测量到发生二类短路故障时，可以及时关断各个IGBT，保证装置的安全。

进一步地，所述电平采集单元包括开关管、照明装置，所述开关管的控制端电连接到与门电路U108的输出端，所述开关管的一个连接端与照明装置供电端电连接或通过照明装置与照明装置供电端电连接，所述开关管的另一个连接端通过照明装置接地或直接接地。当与门电路U108输出高电平时，开关管的两个连接端导通，照明装置点亮。当与门电路U108输出低电平时，开关管的两个连接端断开，照明装置未点亮。通过照明装置是否点亮，可以确定是否发生二类短路故障。

进一步地，所述电流测量装置U101-i为电流互感器。

进一步地，所述电流/电压转换单元U102-i为比例放大单元。

进一步地，所述电压绝对值单元U103-i为全波整流电路。

进一步地，所述积分电路U106-i为同相积分电路。

进一步地，第i个检测单元还包括设置于所述积分电路U106-i输入端与地之间的下拉电阻R9-i。

本发明中，通过设置下拉电阻R9-i，可以在模拟开关两个连接端没有闭合时给积分电路一个确定的输入信号电平，保证电路稳定性。

进一步地，第i个检测单元还包括设置于所述积分电路U106-i输出端与地之间的下拉电阻R12-i。

申请人在研究时发现，如果因干扰而使得第一电压比较单元的输出短暂超出阈值(即小于预设的负阈值电压V-或大于预设的正阈值电压V+)，而在未达到积分时间之前又回到正常值，此时积分电路U106-i中的积分电容可能会累积电荷，从而影响在第一电压比较单元下次超出阈值时的判断，即少于所要求的积分时间即会达到令反相器U107-i翻转的电平。因此，通过设置第二下拉电阻，从而在模拟开关短暂闭合后又回到断开状态时，可以通过第二下拉电阻将积分电路U106-i中积分电容累积的电荷释放，避免对下次积分过程造成影响。

本发明具有的优点和积极效果是：

1、本发明的二类短路检测装置所需元器件种类和数量少，而且都为通用型电子元器件，因此方案硬件成本低；

2、本发明的二类短路检测装置可不需要控制器的微处理器实时参与阈值计算比较的工作，大大减少了控制器中微处理器的任务量，为微处理器处理其他的管理事项留足余量微处理器资源；

3、本发明的二类短路检测装置采用积分形式，大大克服了传统硬件检测二类短路容易误报的缺陷，大大提高检测系统的稳定性和可靠性。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有的电磁搅拌器变频电源主电路拓扑结构示意图；

图2(a)是电磁搅拌器变频电源中一类短路故障发生时电流回路原理示意图；

图2(b)是电磁搅拌器变频电源中二类短路故障发生时电流回路原理示意图；

图3(a)是现有技术中利用软件检测方法检测电磁搅拌器变频电源二类短路检测原理示意图；

图3(b)是现有技术中利用硬件检测结构检测电磁搅拌器变频电源二类短路检测原理示意图；

图4是本发明实施例1的不包括电平采集单元的第i个检测单元的电路结构示意图；

图5是本发明实施例2的不包括电平采集单元的第i个检测单元的电路结构示意图；

图6(a)是本发明实施例1的各个检测单元与电平采集单元的电路连接结构示意图；

图6(b)是本发明实施例3的各个检测单元与电平采集单元的电路连接结构示意图；

图7是本发明实施例4的各个检测单元与各个IGBT控制端的电路连接结构示意图；

图8是本发明实施例全波整流结构的输入、输出波形示意图；

图9是本发明实施例积分电路的电压波形示意图；

图10是本发明实施例的IGBT一类短路退保和波形；

图11是采用本发明的二类短路故障检测电路的单脉冲实验测试IGBT关断尖峰电压大小。

具体实施方式

下面将结合本申请的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

实施例1

如图4、图6(a)、图7-10所示，本发明提供一种电磁搅拌变频电源故障检测电路，包括电平采集单元、3个检测单元，第i个检测单元包括用于测量三相全桥逆变器40的第i个桥臂输出电流的电流测量装置U101-i、电流/电压转换单元U102-i、电压绝对值单元U103-i、模拟开关U105-i、积分电路U106-i，所述电流测量装置U101-i、电流/电压转换单元U102-i、电压绝对值单元U103-i依次电连接，所述模拟开关U105-i两个连接端分别与电压绝对值单元U103-i输出端、积分电路U106-i输入端对应电连接，所述积分电路U106-i输出端连接有反相器U107-i；每个检测单元还均包括第一电压比较单元，电流/电压转换单元U102-i输出端或电压绝对值单元U103-i输出端电连接至第i个检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个检测单元的第一电压比较单元输出端与模拟开关U105-i的选通端(或称为使能端)电连接，第i个检测单元的第一电压比较单元的结构使得：当电流/电压转换单元U102-i的输出值不小于预设的负阈值电压V-且不大于预设的正阈值电压V+时，第i个检测单元的第一电压比较单元输出低电平，否则，第i个检测单元的第一电压比较单元输出高电平，V+、V-的绝对值相等；

反相器U107-i输出端与电平采集单元的第i个输入端电连接；或

反相器U107-i输出端电连接至与门电路U108的第i个输入端，所述与门电路U108输出端与电平采集单元输入端连接，i＝1,2,3。

第i个检测单元的第一电压比较单元输入端与电压绝对值单元U103-i输出端电连接，第i个检测单元的第一电压比较单元包括电压比较器U1041-i，所述电压比较器U1041-i的同相输入端、反相输入端分别与电压绝对值单元U103-i输出端、第一参考电压端Vref1电连接，所述第一参考电压端Vref1的电压值等于V+。

所述电磁搅拌变频电源包括三相全桥整流器30、与三相全桥整流器30输出端电连接的三相全桥逆变器40、具有6个脉宽调制信号输出端的脉宽调制信号产生单元，三相全桥逆变器40具有3个桥臂，每个桥臂上均设置有两个同向串联的IGBT，所述脉宽调制信号产生单元、电平采集单元独立设置或脉宽调制信号产生单元中集成有电平采集单元。

所述电流测量装置U101-i可为电流互感器。所述电流/电压转换单元U102-i可为比例放大单元。所述电压绝对值单元U103-i可为双运放全波整流电路。所述积分电路U106-i可为同相积分电路。第i个检测单元可包括设置于所述积分电路U106-i输入端与地之间的下拉电阻R9-i。第i个检测单元可包括设置于所述积分电路U106-i输出端与地之间的下拉电阻R12-i。

在一种实施方式中，所述电流/电压转换单元U102-i包括运算放大器U1-i、电阻R1-i，所述运算放大器U1-i的同相输入端与电流互感器一端、地相互电连接，所述运算放大器U1-i的反相输入端、电流互感器另一端、电阻R1-i一端相互电连接，所述运算放大器U1-i的输出端与电阻R1-i另一端电连接，所述运算放大器U1-i的输出端为电流/电压转换单元U102-i的输出端。

在一种实施方式中，第i个检测单元的全波整流电路包括运算放大器U2-i、运算放大器U3-i、肖特基二极管D4-i、电阻R2-i、电阻R3-i、电阻R4-i、电阻R5-i、电阻R6-i、第七电阻R7-i、电阻R8-i。所述电阻R2-i一端、电阻R4-i一端与电流/电压转换单元U102-i的输出端(优选为运算放大器U1-i的输出端)电连接。所述运算放大器U2-i的反相输入端、电阻R2-i另一端、肖特基二极管D4-i第二端、电阻R5-i一端相互电连接，运算放大器U2-i的同相输入端通过电阻R3-i接地，运算放大器U2-i的输出端、肖特基二极管D4-i第三端相互电连接，肖特基二极管D4-i第一端、电阻R5-i另一端、电阻R6-i一端相互电连接，运算放大器U3-i反相输入端、电阻R6-i另一端、电阻R4-i另一端、电阻R8-i一端相互电连接，运算放大器U3-i同相输入端通过电阻R7-i接地，运算放大器U3-i的输出端、电阻R8-i另一端相互电连接。运算放大器U3-i的输出端为全波整流单元的输出端。

电压比较器U1041-i反相输入端与第一参考电压端Vref1电连接。电压绝对值单元U103-i的输出端、电压比较器U1041-i的同相输入端、模拟开关U105-i的一个连接端相互电连接，电压比较器U1041-i的输出端、模拟开关U105-i的选通端相互电连接。模拟开关U105-i的另一个连接端与积分电路U106-i输入端电连接。

积分电路U106-i包括运算放大器U6-i、电阻R9-i、电阻R10-i、电阻R11-i、、电阻R12-i、电容C1-i、电容C2-i。

运算放大器U6-i反相输入端、电阻R11-i一端、电容C2-i一端相互电连接，运算放大器U6-i同相输入端、电阻R10-i一端、电容C1-i一端相互电连接，运算放大器U6-i输出端、电容C2-i另一端、R12-i一端相互电连接。电阻R9-i一端与电阻R10-i另一端电连接，作为积分电路U106-i的输入端。积分电路U106-i的输出端为运算放大器U6-i输出端。电阻R9-i另一端、电阻R11-i另一端、R12-i另一端、电容C1-i另一端均接地。下拉电阻R12-i用于在模拟开关未接通时将积分电路U106-i的积分电容C2-i存储的电量释放。

在一种优选实施方式中，R1-i可为1.538Ω，R2-i、R3-i、R4-i、R5-i均可为10kΩ，R6-i可为5kΩ，R7-i、R8-i、R9-i均可为10kΩ，R10-i、R11-i、R12-i均可为1kΩ，C1-i、C2-i均可为4500pF。D3-i、D4-i的型号可为BAT54S。U105-i的型号可为74AHC1G66。脉宽调制信号产生单元可为控制器10。控制器10可为MCU或DSP或FPGA。

第一参考电压端Vref1的电压优选为2.5V。第二参考电压端Vref2的电压优选为-2.5V。

一类短路、二类短路都会超过额定电流，一类短路一般是桥臂间直通，如图2(a)所示，回路电感一般都是100nH级以下电流速率上升快；二类短路一般为相间短路，如图2(b)所示一般回路电感为μH级别以上，电流上升速率较一类短路慢很多；因为一类短路电流只在上下桥臂的IGBT流过，短路电流不会经过U、V、W三相输出动力线缆，二类短路检测电路中电流检测不检测该处电流因此二类短路电路不起保护作用；当发生二类短路保护时，二类短路保护的电流值大小没有达到一类短路保护的阈值，所以一类短路不会起保护作用；这样一类短路保护和二类短路保护各自独立起保护作用，不互相冲突。在二类短路中因负载。电感L值越大，在相同的电压和时间的下，电流的变化率越低，因此线缆电感会严重影响电流上升速率。本方案申请中是将负值经全波整流翻转为正值，如峰值为-3V，经全波整流后翻转为+3V。本申请方案中，超过额定电流的150％开始，经过几个μs后还一直保持这个状态，则说明不是短暂的误报信号。

如果因干扰而使得U1041-i的正输入端电压短暂超过2.5V使得U1041-i输出为高电平，而未达到积分时间之前又变为小于2.5V的值，为了避免下次重新积分时在本次短暂积分结果基础上继续积分，从而造成误判，电路加了电阻R12-i，如果出现这种情况，当U105-i关断后，由于下拉电阻R9-i令积分电路U106-i的输入保持为确定电平，电容C2-i中积累的电压会通过R12-i释放消耗了。

表1 FF1400R12IP4数据表中的最大额定值

电磁搅拌器一般所需要电流有效值大小为400A～1000A低频电流，本实施例中以交流有效值600A的方圆坯电磁搅拌器负载为例进行阐述，在本发明所示的电磁搅拌电源主电路结构中，其中IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4、IGBT5、IGBT6选用英飞凌公司1400A1200V的型号为FF1400R12IP4的IGBT，一般IGBT所标称的额定电流为在175℃结温条件下可以长期连续正常使用的峰值电流大小，当在2倍额定峰值电流大小时只能持续1ms的时间，另外一般IGBT正常关断电流不要超过IGBT额定电流的两倍，对于型号为FF1400R12IP4的IGBT正常关断电流一般不要超过2800A，在4-5倍额定峰值电流大小时只能持续10μs左右的时间，并且在4-5倍额定电流关断时一般采用软关断方法。以上可知IGBT所流过电流峰值越大，IGBT所能持续的时间越短。表1为FF1400R12IP4中datasheet中的数据表参数明细。

电流传感器、电流变送器、分流器和电流互感器都能检测几安培至几万安培交流电流大小，但在本发明实施例中因为在二类短路故障时需要检测2-3倍额定大小(额定电流有效值为600A)电流，如果采用电流传感器，则需要选择能测量额定电流峰值大小2500A(600×1.414×3＝2545)左右的电流传感器，一则价钱昂贵，增加成本；二则，在无短路故障用峰值2500A的电流传感器检测额定有效值为600A峰峰值为±850A峰值(600×1.414＝850A)的电流，太浪费；三则峰值2500A的电流传感器体积巨大不便于结构上安装布局；电流变送器因响应时间为ms级，不适应检测短路电流等快速响应的场所；分流器在检测电流的同时会造成巨大的能量损耗，造成转换效率降低，而且弱电检测部分与强电需要直接接触对控制系统干扰大；所以本实施例中采用额定电流4000A的电流互感器，采用浙江正泰公司的LM-0.5型穿心式电流互感器(LM-0.5电流变比为N＝4000：5＝800，额定输出容量为30VA)。

设计时我们认定电流超过150％的额定负载电流时即认为达到“二类短路”短路过流故障阈值，即二类短路电流开始阈值为I＝600×1.414×1.5＝1272A(600×1.414为600A有效值的峰值大小，对应上面输出电流超过150％额定输出电流)，一般电流互感器的精度在2-3％左右，所以在设计时认为流过IGBT电流达到1300A峰值时IGBT达到“二类短路”故障检测阈值，V-ref按照如下公式计算V-ref＝(1300/800)×1.538＝2.5V(其中，800为电流互感器的电流变送比4000：5转换而来，1.538Ω为图4、图5中电阻R1-i的阻值)；

在本发明中的故障检测电路中，电流互感器输出的电流信号经电阻R1转换为电压信号，例如如图9所示，当在T1时刻(A点)流进电流互感器的峰值达到1300A时，在电阻R1-i两端产生V＝(1300/800)×1.538＝2.5V的电压，或流进电流互感器的峰值大小为-1300A，经计算Ui＝(-1300/800)×1.538＝-2.5V，再将峰峰值为±2.5V的正弦波(如图8通道3)经全波整流电路在运放U3-i输出端输出峰峰值为2.5V和0V的正值波形(如图8通道1所示)。将运算放大器U3-i输出的电压与参考电压Vref1＝2.5V进行比较，在T1-T2时间内当输入电流大于1300A时，电阻R1-i两端电压绝对值峰值将大于2.5V，即运算放大器U3-i输出峰值也将大于2.5V，此时比较器U1041-i输出高电平，比较器U1041-i的输出高电平连接至数字开关器件U105-i的使能端，此时数字开关导通，此时运放放大器U3-i的输出经电阻R10-i连接至运算放大器U6-i的同相输入端，如果在时间T1-T2内，运算放大器U3输出值一直大于2.5V，即代表电流互感器所检测的电流值一直大于1300A，经过时间T1-T2后运算放大器U6-i的输出将达到

(取：R10-i电阻值＝R11-i电阻值、C1-i电容值＝C2-i电容值，此处R为R10-i或R11-i的电阻值大小，C为C2-i或C1-i电容值容值大小)，当电阻R的阻值和电容C的容值一定时，当积分

大于某一阈值，即

大于V_TH，high×R×C，即

大于反相器输入V_TH，high最小值这一阈值，U107-i电平进行翻转而输出低电平，此时则说明电磁搅拌变频电源的确达到二类短路的条件，此时控制器10检查到低电平则认为电磁搅拌器变频电源达到二类短路故障。U108可采用为三输入与门逻辑芯片，型号为NXP公司的74HC11D。任意一个U107-i输出低电平，则U108也输出低电平，U108输出直接封锁电磁搅拌变频电源逆变部分的IGBT。

当U105-i被使能时，VO3-i的电压与U6in-i的电压相等。

因为运算放大器在负反馈时同相端等于反相端V-＝V+；

再进行反变换，得到

当数字开关U105-i没有使能时，对于积分电路而言运算放大器U6-i的同相输入端被R9-i下拉至GND，即VO3＝VIN＝0V，根据上面公式，那么VO6＝0V，逻辑芯片U107-i输出高电平；

现举例计算：

第一种情况，当电磁搅拌器变频电源采用进线电压为三相500VAC电源供电，经AC-DC整流滤波转换后直流母线电压为V_DC-Link＝700VDC，假设图2(b)中U、V之间相间短路，U、V短路回路动力线缆电感值取最小值L＝5μH，利用公式

一个微秒时间电流增量ΔI＝700V×1μs/5μH＝140A，假设在5μs内V_DC-Link＝700VDC为恒定值，5个微妙后电流增量ΔI＝5×140A＝700A，如图9所示，在T1时刻当检测电流达到1300A时，启动二类短路积分电路，此时VO3-i＝2.5V，当5个微秒后达到T2时刻，电流达到I＝1300A+ΔI＝2000A，在t2时刻VO3-i为3.845V，我们取R10＝R11＝1000Ω，C1-i、C2-i的电容值均为4500pF，当在T1时刻电流达到1300A时，发生二类短路，启动积分电路，5个微秒时间后达到T2时刻，积分电路达到阈值，即VO6-i达到3.525V。U107-i为逻辑芯片，型号为NXP公司的74HC04D芯片。VO6为积分电路U106-i的输出电压。

VO6达到U107-i(74HC04D采用5V电压供电)的高电平最小门槛电压V_TH，high＝3.5V(V_TH，high是74HC04D芯片最小高电平输入门槛电压)，此时逻辑芯片U107-i输出低电平。积分形式示意图如图9所示。

第二种情况，当电磁搅拌器变频电源采用进线电压为三相500VAC电源供电，经AC-DC整流滤波转换后直流母线电压为V_DC-Link＝700VDC，仍然假设图2(b)中U、V之间相间短路，我们取U、V短路回路动力线缆电感值取最小值L＝35μH，利用公式

一个微秒时间电流增量ΔI＝700V×1μs/35μH＝20A，假设在6.2μs内V_DC-Link＝700VDC为恒定值，6.2个微妙后电流增量ΔI＝6.2×20A＝124A，如图9所示，在T1时刻当检测电流达到1300A时，启动二类短路积分电路，此时VO3-i＝2.5V，当6.2个微秒后达到T2时刻，电流达到I＝1300A+ΔI＝1424A，在t2时刻VO3-i为2.737V，我们取R10＝R11＝1000Ω，C1-i、C2-i的电容值均为4500pF，当在T1时刻电流达到1300A时，发生二类短路，启动积分电路，6.2个微秒时间后达到T2时刻，积分电路达到阈值，即VO6-i达到3.608V。U107-i为逻辑芯片，型号为NXP公司的74HC04D芯片。VO6为积分电路U106-i的输出电压。

VO6达到U107-i(74HC04D采用5V电压供电)的高电平最小门槛电压V_TH，high＝3.5V(V_TH，high是74HC04D芯片最小高电平输入门槛电压)，此时逻辑芯片U107-i输出低电平。积分形式示意图如图9所示。

当公式

中的L值越大时，1us内电流变化率△I的越慢越小，那么反应出图9中A至B上升的斜率越小，则达到保护阈值所需要的积分时间越长；当公式

中的L值越小时，1us内电流变化率△I的越快，那么反应出图9中A至B上升的斜率越大，则达到保护阈值所需要的积分时间越短。

当发生二类短路故障后，启动二类短路积分电路，并经过若干时间积分，VO6达到阈值后，逻辑芯片U107-i输出低电平，此低电平直接封锁电磁搅拌器变频电源的逆变SPWM脉冲调制波，电磁搅拌变频电源停止工作，因为此时IGBT是在最大I_c＝2000A条件下硬关断，IGBT关断电流是额定正常条件下关断电流I_c＝848A(600A×1.414＝848A)的两倍多，然而此时，I_c＝2000A并没有达到一类保护的退饱和状态所要求的4-5倍额定电流条件，IGBT数字驱动器或IGBT驱动核并不会启动软关断流程，IGBT驱动器或IGBT驱动核以正常速度关断，IGBT在2000A条件下产生关断尖峰电压L×di/dt是额定848A(600×1.414＝848A)条件下关断产生的关断尖峰电压两倍多V_DC-Link为700VDC(关断时间一样长,电流变化率di是正常关断电流的两倍多)。

因此，本方案中只验证

中电感L最小时却关断电流最大的情况，即二类短路回路L＝5uH时，此时电磁搅拌器专用变频电源中的IGBT在2000A条件下关断，产生的关断尖峰电压L×di/dt和V_DC-Link之和不足以击穿IGBT(IGBT的集电极和发射极之间所承受的电压小于1200V)，本实施例中采用现有电磁搅拌专用变频电源模组进行测试，利用单脉冲实验测试关断尖峰电压大小，从图11中可以清晰看到电磁搅拌变频电源中IGBT在2000A条件下关断时产生尖峰电压和直流母线电压之和最高只有1040V，明显低于实施例中额定1200V的IGBT；因此该“二类短路”检测装置既能可靠有效地检测电磁搅拌器负载短路故障，又能保证IGBT在安全电流和电压的情况可靠地关断。

实施例中，U1-i、U2-i、U3-i、U6-i为运算放大器，型号可采用TI公司的OPA810IDT，U1041-i、U1042-i为高速比较器芯片，型号可采用TI公司的TLV3502AID。

本发明的技术效果包括

1、本方案所需元器件种类和数量少，而且都为通用型电子元器件，因此该方案硬件成本非常低；

2、该方案中除电流互感器外，其他的元器件全部为贴片封装的元器件，因此只需要很少的物理空间；

3、该方案中，在二类短路故障发生之前无需占用微控制器的任何资源，大大提高控制系统的可靠性；

4、该方案采用硬件积分电路以故障信号累积的形式来检测二类短路故障，对电磁搅拌变频电源所处的恶劣电磁干扰环境下比单一的阈值比较可以大大提高检测的鲁棒性和准确性。

5、该方案中二类短路时所流过电流上升速率越快，达到二类短路阈值所需要持续的时间越短，二类短路时所流过电流上升速率越慢，达到二类短路阈值所需要持续的时间越长，这与上文中提到的IGBT自身寿命特性非常吻合，即在二类短路保护起保护作用时，IGBT流过的电流大持续时间短，IGBT流过的电流小持续时间长。

本发明中，大于3.5V的电压定义为高电平，小于1.5V的电压定义为低电平。

实施例2

如图5所示，本实施例2与实施例1的区别在于：第i个检测单元的第一电压比较单元输入端与电流/电压转换单元U102-i输出端电连接，第i个检测单元的第一电压比较单元包括电压比较器U1041-i、电压比较器U1042-i、逻辑或门U1043-i，所述电压比较器U1041-i的同相输入端、电压比较器U1042-i的反相输入端、电流/电压转换单元U102-i输出端、电压绝对值单元U103-i输入端相互电连接，所述电压比较器U1041-i的反相输入端、所述电压比较器U1042-i的同相输入端分别与第一参考电压端Vref1、第二参考电压端Vref2对应电连接，所述第一参考电压端Vref1的电压值、第二参考电压端Vref2的电压值分别等于V+、V-，所述电压比较器U1041-i输出端、电压比较器U1042-i输出端分别与逻辑或门U1043-i的两个输入端对应连接，所述逻辑或门U1043-i输出端为第i个检测单元的第一电压比较单元输出端。

实施例3

如图6(b)所示，本实施例3与实施例1的区别在于：所述电平采集单元包括开关管、照明装置，所述开关管的控制端电连接到与门电路U108的输出端，所述开关管的一个连接端通过照明装置与照明装置供电端电连接，所述开关管的另一个连接端接地。本实施例中，开关管可为三极管T1，照明装置可为LED。

实施例4

如图7所示，本实施例4与实施例1的区别在于：所述故障检测电路还包括6个逻辑与门Um₁、Um₂、……、Um₆，与门电路U108的输出端、第j个脉宽调制信号输出端分别与第j个逻辑与门Um_j的两个输入端对应电连接，第j个逻辑与门Um_j的输出端与第j个IGBT的控制端电连接，j＝1,2,...,6。图中，IGBT(j)表示输入第j个IGBT的控制端的信号。

需要说明的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。

以上对本发明的实施例进行了详细说明，但所述内容仅为本发明的较佳实施例，不能被认为用于限定本发明的实施范围。凡依本发明范围所作的均等变化与改进等，均应仍归属于本专利涵盖范围之内。在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落入本申请所附权利要求所限定的范围。在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

Claims (9)

1.一种电磁搅拌变频电源故障检测电路，所述电磁搅拌变频电源包括三相全桥整流器（30）、与三相全桥整流器（30）输出端电连接的三相全桥逆变器（40）、具有6个脉宽调制信号输出端的脉宽调制信号产生单元，三相全桥逆变器（40）具有3个桥臂，每个桥臂上均设置有两个同向串联的IGBT，其特征在于：所述电磁搅拌变频电源故障检测电路包括电平采集单元、3个检测单元，第i个检测单元包括用于测量三相全桥逆变器（40）的第i个桥臂输出电流的电流测量装置U101-i、电流/电压转换单元U102-i、电压绝对值单元U103-i、模拟开关U105-i、积分电路U106-i，所述电流测量装置U101-i、电流/电压转换单元U102-i、电压绝对值单元U103-i依次电连接，所述模拟开关U105-i两个连接端分别与电压绝对值单元U103-i输出端、积分电路U106-i输入端对应电连接，所述积分电路U106-i输出端连接有反相器U107-i；

每个检测单元还均包括第一电压比较单元，电流/电压转换单元U102-i输出端或电压绝对值单元U103-i输出端电连接至第i个检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个检测单元的第一电压比较单元输出端与模拟开关U105-i的选通端电连接，第i个检测单元的第一电压比较单元的结构使得：当电流/电压转换单元U102-i的输出值不小于预设的负阈值电压V-且不大于预设的正阈值电压V+时，第i个检测单元的第一电压比较单元输出低电平，否则，第i个检测单元的第一电压比较单元输出高电平，V+、V-的绝对值相等；

所述反相器U107-i输出端电连接至与门电路U108的第i个输入端且所述与门电路U108输出端与电平采集单元输入端连接，i=1,2, 3；

所述脉宽调制信号产生单元、电平采集单元独立设置或脉宽调制信号产生单元中集成有电平采集单元，所述故障检测电路还包括6个逻辑与门Um₁、Um₂、……、Um₆，与门电路U108的输出端、第j个脉宽调制信号输出端分别与第j个逻辑与门Um_j的两个输入端对应电连接，第j个逻辑与门Um_j的输出端与第j个IGBT的控制端电连接，j=1,2,...,6。

2.根据权利要求1所述的电磁搅拌变频电源故障检测电路，其特征在于：电压绝对值单元U103-i输出端电连接至第i个检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个检测单元的第一电压比较单元包括电压比较器U1041-i，所述电压比较器U1041-i的同相输入端、反相输入端分别与电压绝对值单元U103-i输出端、第一参考电压端Vref1电连接，所述第一参考电压端Vref1的电压值等于V+，电压比较器U1041-i的输出端为第i个检测单元的第一电压比较单元输出端；或

电流/电压转换单元U102-i输出端电连接至第i个检测单元的第一电压比较单元输入端，第i个检测单元的第一电压比较单元包括电压比较器U1041-i、电压比较器U1042-i、逻辑或门U1043-i，所述电压比较器U1041-i的同相输入端、电压比较器U1042-i的反相输入端、电流/电压转换单元U102-i输出端、电压绝对值单元U103-i输入端相互电连接，所述电压比较器U1041-i的反相输入端、所述电压比较器U1042-i的同相输入端分别与第一参考电压端Vref1、第二参考电压端Vref2对应电连接，所述第一参考电压端Vref1的电压值、第二参考电压端Vref2的电压值分别等于V+、V-，所述电压比较器U1041-i输出端、电压比较器U1042-i输出端分别与逻辑或门U1043-i的两个输入端对应连接，所述逻辑或门U1043-i输出端为第i个检测单元的第一电压比较单元输出端。

3.根据权利要求1所述的电磁搅拌变频电源故障检测电路，其特征在于：所述电平采集单元包括开关管、照明装置，所述开关管的控制端电连接到与门电路U108的输出端，所述开关管的一个连接端与照明装置供电端电连接或通过照明装置与照明装置供电端电连接，所述开关管的另一个连接端通过照明装置接地或直接接地。

4.根据权利要求1-3中任一项所述的电磁搅拌变频电源故障检测电路，其特征在于：所述电流测量装置U101-i为电流互感器。

5.根据权利要求1-3中任一项所述的电磁搅拌变频电源故障检测电路，其特征在于：所述电流/电压转换单元U102-i为比例放大单元。

6.根据权利要求1-3中任一项所述的电磁搅拌变频电源故障检测电路，其特征在于：所述电压绝对值单元U103-i为全波整流电路。

7.根据权利要求1-3中任一项所述的电磁搅拌变频电源故障检测电路，其特征在于：所述积分电路U106-i为同相积分电路。

8.根据权利要求1-3中任一项所述的电磁搅拌变频电源故障检测电路，其特征在于：第i个检测单元还包括设置于所述积分电路U106-i输入端与地之间的下拉电阻R9-i。

9.根据权利要求1-3中任一项所述的电磁搅拌变频电源故障检测电路，其特征在于：第i个检测单元还包括设置于所述积分电路U106-i输出端与地之间的下拉电阻R12-i。

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