CN112350576A - 一种变换器、补偿方法、电子设备及芯片 - Google Patents

一种变换器、补偿方法、电子设备及芯片 Download PDF

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Abstract

本申请提供了一种变换器、补偿方法、电子设备及芯片，涉及电力电子技术领域。该变换器用于进行直流‑直流变换，变换器包括变换电路和控制器。其中，变换电路用于将输入电压进行直流变换后输出；控制器用于在所述变换电路的控制信号的每个脉冲宽度内，先在第一预设时间内产生用于维持脉冲的稳定性的斜坡补偿，然后在所述每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿。利用该变换器能够提升输出电压的稳定性。

Description

一种变换器、补偿方法、电子设备及芯片
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种变换器、补偿方法、电子设备及芯片。
背景技术
采用DC(Direct Current，直流)-DC变换器的高性能电路系统对DC-DC变换器的输出电压的稳定性有较高要求，当负载的工作状态快速跳变时，为了避免输出电压发生大的过冲，目前可以采用恒定导通时间控制(Constant on time control，COT)的方式控制DC-DC变换器，在实现快速响应负载跳变的同时保持输出电压的稳定。
COT稳定需要输出电容提供足够大的等效串联阻抗(Equivalent SeriesResistance，ESR)以避免输出电容产生的次谐波震荡。然而，小型化的电子设备通常采用低等效串联阻抗的陶瓷电容，为此需要注入斜坡补偿(Compensation Ramp，RAMP)以降低次谐波震荡。
目前一般采用RC补偿电路注入斜坡补偿，但是RC补偿电路注入的斜坡补偿会随着DC-DC变换器的输入电压和输出电压的变化而变化，而RC补偿电路不具备对注入的斜坡补偿的控制能力，因此影响了DC-DC变换器的稳定性。
发明内容
为了解决现有技术存在的上述技术问题，本申请提供了一种变换器、补偿方法、电子设备及芯片，能够提升变换器输出电压的稳定性。
第一方面，本申请提供了一种变换器，该变换器用于进行直流-直流变换，变换器包括变换电路和控制器。其中，变换电路用于将输入电压进行直流变换后输出。控制器能够生成用于控制变换电路工作状态的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)信号，即控制信号。并且控制器在变换电路的控制信号的每个脉冲宽度内，先在第一预设时间内产生用于维持脉冲的稳定性的斜坡补偿，然后在每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿。
该变换器可以应用于输出电压或者输入电压存在变化的场景，变换器的控制器能够控制注入控制信号的补偿，具体为在控制信号的每个脉冲宽度(即脉冲的持续时间)内，先在第一预设时间内产生用于维持每个脉冲的稳定性的斜坡补偿，并注控制信号，降低了控制信号出现的抖动，然后在脉冲宽度的剩余时间内生成可控制的补偿，例如恒定不变的补偿，或者先逐渐上升，后恒定不变的补偿等，避免了生成的补偿过大引起控制信号不能快速响应负载的跳变。通过对控制信号的补偿进行控制，能够降低变化的输入电压或输出电压对控制信号的影响，提升了变换器输出电压的稳定性。
结合第一方面，在第一种可能的实现方式中，控制器具体用于在每个脉冲宽度的剩余时间生成恒定的补偿，避免了注入的补偿过大引起电路不能快速响应负载的跳变，进而提升了变换器输出电压的稳定性。
结合第一方面，在第二种可能的实现方式中，控制器具体用于在每个脉冲宽度的剩余时间生成逐渐上升的补偿，补偿在剩余时间内的上升量小于或等于预设阈值，避免了注入的补偿过大引起电路不能快速响应负载的跳变，进而提升了变换器输出电压的稳定性。
结合第一方面，在第三种可能的实现方式中，控制器具体用于在每个脉冲宽度的剩余时间生成先逐渐上升，然后恒定的补偿，补偿在剩余时间内的上升量小于或等于预设阈值，避免了注入的补偿过大引起电路不能快速响应负载的跳变，进而提升了变换器输出电压的稳定性。
结合第一方面，在第四种可能的实现方式中，变换电路包括第一开关管、第二开关管、输出电感和输出电容第一开关管的第一端连接变换器的输入端，第一开关管的第二端通过第一结点连接第二开关管的第一端，第二开关管的第二端接地；第一节点连接输出电感的第一端，输出电感的第二端通过输出电容接地，输出电感的第二端连接变换器的输出端。控制器的输出端连接第一开关管和第二开关管的控制端。
结合第一方面，在第五种可能的实现方式中，控制器包括信号生成模块和补偿模块；信号生成模块用于生成变换电路的控制信号；补偿模块在控制信号的每个脉冲宽度内，先在第一预设时间内产生用于维持脉冲的稳定性的斜坡补偿，然后在每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿。
结合第一方面，在第六种可能的实现方式中，补偿模块包括：箝位电路、RC补偿电路和补偿调节电路。箝位电路的第一端连接第一结点，箝位电路的第二端分别连接RC补偿电路的第一端和补偿调节电路的第一端；RC补偿电路的第二端连接变换器的输出端，RC补偿电路的第三端连接补偿调节电路的第二端和信号生成模块的第一输入端；补偿调节电路的第一控制端连接第一开关管的控制端，补偿调节电路的第二控制端连接第二开关管的控制端箝位电路用于限制箝位电路的第二端输出的电压小于等于箝位电压；补偿调节电路用于控制RC补偿电路向信号生成模块注入的补偿。
结合第一方面，在第七种可能的实现方式中，补偿模块包括：RC补偿电路和补偿调节电路。RC补偿电路的第一端和补偿调节电路的第一端连接第一结点；RC补偿电路的第二端连接变换器的输出端，RC补偿电路的第三端连接补偿调节电路的第二端和信号生成模块的第一输入端；补偿调节电路的第一控制端连接第一开关管的控制端，补偿调节电路的第二控制端连接第二开关管的控制端；补偿调节电路用于控制RC补偿电路向信号生成模块注入的补偿。
结合第一方面，在第八种可能的实现方式中，箝位电路包括：第一电阻和箝位二极管；第一电阻的第一端为箝位电路的第一端，第一电阻的第二端为箝位电路的第二端，第一电阻的第二端连接箝位二极管的阴极；箝位二极管的阳极接地。
结合第一方面，在第九种可能的实现方式中，RC补偿电路包括第二电阻和第一电容；第二电阻的第一端为RC补偿电路的第一端，第二电阻的第二端为RC补偿电路的第三端，第二电阻通过第一电容连接RC补偿电路的第二端。
结合第一方面，在第十种可能的实现方式中，补偿调节电路包括第一运算放大器、镜像电流源电路、第二电容、第三开关管、RS触发器和延时电路。第一运算放大器的同相输入端连接补偿调节电路的第一端和第三开关管的第一端，第一运算放大器的同相输入端还通过第二电容接地，第一运算放大器的反相输入端连接第一运算放大器的输出端；镜像电流源电路的输入端连接第一运算放大器的输出端，镜像电流源电路的输出端为补偿调节电路的第二端；第三开关管的第二端接地，第三开关管的控制端连接RS触发器的输出端，RS触发器的第一输入端通过延时电路连接第一开关管的控制端，RS触发器的第二输入端连接第二开关管的控制端；延时电路用于将控制第一开关管导通的控制信号延时第二预设时间后传输至RS触发器的第一输入端；RS触发器用于先控制第三开关管导通，以及当获取控制信号后，控制第三开关管断开，以使镜像电流源电路产生输出电流。
结合第一方面，在第十一种可能的实现方式中，第二预设时间小于或等于第一预设时间。
结合第一方面，在第十二种可能的实现方式中，补偿调节电路还包括第三电阻；第三电阻的第一端连接补偿调节电路的第一端，第三电阻的第二端连接第一运算放大器的同相输入端。
结合第一方面，在第十三种可能的实现方式中，信号生成模块包括：误差放大器、第二运算放大器、比较器、导通计时器和驱动模块。误差放大器的同相输入端输入基准电压，误差放大器的反相输入端输入变换器的输出电压反馈信号，误差放大器的输出端连接比较器的同相输入端；第二运算放大器的同相输入端输入基准电压，第二运算放大器的反相输入端连接第二运算放大器的输出端，第二运算放大器的输出端连接比较器的反相输入端；比较器的反相输入端为信号生成模块的第一输入端；比较器的输出端通过导通计时器连接驱动模块；驱动模块的输出端为信号生成模块的输出端。比较器用于比较自身的同相输入端和反相输入端的输入电压的大小，以输出相应的电平信号，电平信号用于触发导通计时器的计时动作并使驱动模块生成控制信号。
第二方面，本申请还提供了一种变换器的控制信号的补偿方法，应用于对直流-直流变换器的控制信号进行补偿，该方法包括：在变换电路的控制信号的每个脉冲宽度内，在第一预设时间内生成用于维持脉冲的稳定性的斜坡补偿；在每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿。
结合第二方面，在第一种可能的实现方式中，在每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿，具体包括：
在每个脉冲宽度的剩余时间生成恒定的补偿。
结合第二方面，在第二种可能的实现方式中，在每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿，具体包括：
在每个脉冲宽度的剩余时间生成逐渐上升的补偿，补偿在剩余时间内的上升量小于或等于预设阈值。
结合第二方面，在第三种可能的实现方式中，在每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿，具体包括：
在每个脉冲宽度的剩余时间生成先逐渐上升，然后恒定的补偿，补偿在剩余时间内的上升量小于或等于预设阈值。
第三方面，本申请还提供了一种电子设备，包括以上所述的恒定导通时间控制电路，还包括：负载电路。恒定导通时间控制电路用于为所述负载电路供电。
第四方面，本申请还提供了一种芯片，芯片集成有以上所述的变换器。在另一种可能的实现方式中，芯片可以集成有变换器中除去变换电路的部分，即集成有控制器部分，变换电路可以作为芯片的外围电路。
附图说明
图1为一种采用恒定导通时间控制的变换器的示意图；
图2为小占空比时的工作波形示意图；
图3为大占空比时的工作波形示意图；
图4为低输入电压时的工作波形示意图；
图5为高输入电压时的工作波形示意图；
图6为本申请实施例提供的一种变换器的示意图；
图7为本申请实施例提供的一种恒定导通时间控制的工作波形图；
图8为本申请实施例提供的另一种恒定导通时间控制的工作波形图；
图9为本申请实施例提供的又一种恒定导通时间控制的工作波形图；
图10为本申请实施例提供的另一种变换器的示意图；
图11为本申请实施例提供的补偿模块的简化模型示意图；
图12为本申请实施例提供的再一种变换器的工作波形图；
图13为本申请实施例提供的又一种变换器的示意图；
图14为本申请实施例提供的一种变换器的控制信号的补偿方法的流程图；
图15为本申请实施例提供的一种电子设备的示意图；
图16为本申请实施例提供的一种芯片的示意图；
图17为本申请实施例提供的另一种芯片的示意图。
具体实施方式
为了使本领域技术人员更加清楚地理解本申请实施例提供的技术方案，下面首先介绍恒定导通时间控制的原理以及斜坡补偿的原理。
参见图1，该图为一种采用恒定导通时间控制的变换器的示意图。
其中，变换器的功率电路包括开关管M1、开关管M2、输出电感L和输出电容C0。
变换器的控制器包括：分压电路(包括电阻Rup和电阻Rdown)、比较器COMP10、导通计时器Ton20、驱动模块Drive Block30以及RC补偿电路40。
电路运行时，输出电压Vout经过电阻Rup以及Rdown分压后得到的反馈电压Vf被输入COMP10的反相输入端，COMP10的同相输入端输入参考电平Vref。当Vf小于Vref时，COMP10输出为正，Drive Block30控制开关管M1打开、开关管M2关闭，输出电压Vout上升，同时导通计时器Ton20开始计时。
当Vout的反馈信号Vf高于Vref时，COMP10输出为负，待导通计时器Ton20计时达到第一预设时间后，此时Drive Block30控制开关管M1关闭并控制开关管M2打开，使得输出电压Vout下降，导通计时器Ton20开始计时，第二预设时间后复位，重新开始一个新的周期。
下面将输出电容Co等效为串联连接的等效串联阻抗ESR和理想电容。
当电路处于稳态工作时，一般ESR远小于负载的阻抗，因此可以认为电感电流的纹波全部流经ESR和理想电容，从而在ESR的两端存在与电感电流纹波部分同相的一个纹波电压。当ESR远大于理想电容的容抗时(例如Co为大容量的电解电容)，此时ESR两端的纹波电压占主导作用，控制器产生的控制信号稳定，进而变换器的输出电压较为稳定。当ESR小于理想电容的容抗时(例如Co为陶瓷电容)，此时理想电容两端的纹波电压占主导作用，而由于理想电容具备的积分作用，导致理想电容两端的纹波电压与电感电流纹波之间存在90度的相位延迟，此时控制器产生的控制信号不稳定，导致变换器的输出电压不稳定。
因此采用COT控制的变换器稳定需要输出电容提供足够大的ESR以避免输出电容产生的次谐波震荡。
小型化的电子设备通常采用低等效串联阻抗的陶瓷电容，无法直接提供足够大的ESR，为此需要采用注入电压斜坡补偿的方法以降低变换系统的次谐波震荡，即增加RC补偿电路40，通过SW节点和Vout之间的RC补偿电路40充电产生的电压斜坡补偿，提升电路的稳定性。其中，当开关管M1导通时SW节点电压等于Vin，通过电阻Rc开始给Cc充电，Cc两端的电压为VRamp即为向比较器10的反相输入端注入的RAMP；而当开关管M2导通时，SW节点接地，电容Cc通过电阻Rc进行放电。
但是RC补偿电路40注入的RAMP随着输入电压Vin和输出电压Vout的变化而变化，当输入Vin不变时，RC补偿电路40的充电电流恒定，输出电压Vout越高，充电时间越长，RAMP值越高；当输出电压Vout不变时，RC补偿电路40的充电电流随输入电压Vin发生改变，Vin越高，RAMP值越高，下面具体说明。
以下说明中的输入电压Vin均为直流电压，占空比均指开关管M1的控制信号的占空比。VRamp表征RAMP的电压值。
场景1：输入电压Vin保持不变，输出电压Vout变化。
以Vin为12V，Vout的范围为0.55V-5.5V且占空比为0.045-0.485为例。
参见图2，该图为小占空比时的工作波形示意图。
其中，Vf与VRamp叠加后的波形为三角波，SW波形表征开关管M1的控制信号。
当输出电压Vout较低，控制信号为小占空比时(例如Vout＝0.55V，占空比＝0.0485)，充电时间短，此时RAMP变小，斜坡补偿效果变差，并且由于占空比本身较小，脉冲宽度较窄，容易导致控制信号出现抖动。
参见图3，该图为大占空比时的工作波形示意图。
当输出电压Vout较大，控制信号为大占空比时(例如Vout＝5.5V，占空比＝0.485)，充电时间长，此时RAMP变大，导致控制信号对负载跳变的响应速度变慢。
场景2：输入电压Vin变化，输出电压Vout不变。
Vin的变化范围较大，Vout恒定，例如Vin变化范围为25V-75V，Vout为3.3V。
一并参见图4和图5，图4为低输入电压时的工作波形示意图；图5为高输入电压时的工作波形示意图。
由于开关管M1导通时，SW节点的电压等于Vin，SW节点通过电阻Rc开始给Cc充电，因此当Vin为低电压时，VRamp较小，斜坡补偿效果变差；当Vin为高电压时，VRamp较大，导致响应负载跳变的准确性变差。
综上所述，RC补偿电路40不具备对注入的斜坡补偿的控制能力，因此影响了控制器输出的控制信号的稳定性，进而影响了变换器输出电压的稳定性。
图1所示的恒定导通时间控制电路仅为一种可能的实现方式，恒定导通时间控制电路还可以有其他的实现方式，但原理与图1类似，本申请不再一一说明。
为了解决现有技术存在的上述技术问题，本申请提供了一种变换器、变换器的控制信号的补偿方法、电子设备及芯片，通过对控制信号的补偿进行控制，能够降低变化的输入电压或输出电压对控制信号的影响，提升了变换器输出电压的稳定性。
本申请说明中的“第一”、“第二”等用词仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量
在本申请中，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”应做广义理解，例如，“连接”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是直接连接，也可以通过中间媒介间接连接。
实施例一：
本申请实施例提供了一种变换器，该变换器用于进行直流-直流变换，适用于采用RC电路的COT控制的场景，下面结合附图具体说明。
参见图6，该图为本申请实施例提供的一种变换器的示意图。
本申请实施例提供的变换器包括变换电路01和控制器02。
其中，变换电路01用于将输入电压进行直流变换后进行输出。
控制器02用于产生控制变换电路01的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)信号。即控制器02生成用于控制图1中的M1和M2的控制信号。
控制器02还用于在控制信号中注入补偿以降低变换电路01的输出电容产生的次谐波震荡。
本申请实施例提供的控制器02具备对注入控制信号的补偿的控制能力。具体的，在控制信号的每个脉冲的持续时间(即脉冲宽度)内，控制器02在前第一预设时间段内生成用于维持每个脉冲的稳定性的斜坡补偿，然后在每个脉冲的持续时间的剩余时间内生成可控制的补偿。下面结合工作波形图具体说明。
一并参见图7至图9所示的恒定导通时间控制的波形图。
其中波形SW为控制器产生的控制信号。本申请实施例中控制器02的补偿VRamp的波形为实线701所示。则实际控制器02对功率电路01施加的为带有补偿的控制信号。
图示控制信号的每个脉冲的持续时间为T1与T2之和，其中T1为第一预设时间，T2为每个脉冲除第一预设时间以外的剩余时间。
控制器02在T1内生成用于维持每个脉冲的稳定性的斜坡补偿，然后在T2内生成可控制的补偿。为了便于理解，下面举例说明可控制的补偿的实现方式。
其中，图7中在T2内生成恒定的补偿。图8中在T2内生成缓慢增大的补偿。图9中在T2内生成先缓慢增大，再恒定不变的补偿。其中，缓慢增大指在T2时间内补偿增大的速率远小于在T1时间内补偿增大的速率。
图示虚线702表征了现有技术中注入斜坡补偿过大时情况，可能出现在以下场景：
变换器的输入电压恒定，输出电压变化至较大值，此时SW波形的占空比较大，过大的斜坡补偿702导致控制信号不能快速响应负载的跳变，影响输出电压的稳定性。例如由恒压源供电的电子设备，随着电子设备的工作状态变化(负载变化)导致输出电压变化明显。
或者变换器的输出电压恒定，输入电压变化至较小值，此时SW波形的占空比较大，过大的斜坡补偿702导致控制信号不能快速响应负载的跳变，影响输出电压的稳定性。例如采用电池供电的场景，随着电池电量的消耗，电池电压变化明显，导致输入电压变化明显。
本申请实施例提供的控制器02注入控制信号的补偿VRamp的波形702与701相比，在每个脉冲的持续时间的前第一预设时间，生成了足够的斜坡补偿以维持脉冲的稳定性，之后可以控制注入的补偿VRamp的大小，避免了注入的补偿VRamp过大引起电路不能快速响应负载的跳变，进而提升了变换器输出电压的稳定性。
图示虚线703表征了现有技术中注入斜坡补偿过小时的情况，可能出现在以下场景：
变换器的输入电压恒定，输出电压变化至较小值，此时SW波形的占空比较小，过小的斜坡补偿701导致控制信号容易出现抖动，影响输出电压的稳定性。
或者变换器的输出电压恒定，输入电压变化至较小值，此时SW波形的占空比较大，过小的斜坡补偿701导致控制信号容易出现抖动，影响变换器输出电压的稳定性。
在一些实施例中，可以利用示波器获取控制器向功率电路发出的控制信号，将该控制信号减去功率电路在理想状态下工作时所需的控制信号，即可获取控制器向控制信号中注入的补偿的波形。
本申请实施例的控制器注入控制信号的补偿VRamp的波形702与703相比，在控制信号的每个脉冲宽度的前第一预设时间，生成了足够的斜坡补偿以维持脉冲的稳定性，避免了控制信号出现抖动，之后可以控制补偿VRamp的大小，避免了注入的补偿VRamp过大引起电路不能快速响应负载的跳变，因此提升了变换器输出电压的稳定性。
综上所述，本申请实施例提供的变换器具备对注入控制信号的斜坡补偿的控制能力，能够提升输出电压的稳定性。
实施例二：
下面结合具体的实现方式说明该变换器的工作原理。
参见图10，该图为本申请实施例提供的另一种恒定导通时间控制电路的示意图。
控制器包括信号补偿模块100和生成模块200。
信号生成模块200具体包括：第二电压跟随器BUF201、误差放大器EA202、比较器COMP10、导通计时器Ton20和驱动模块Drive Block30。
功率电路包括第一开关管M1、第二开关管M2、输出电感L和输出电容Cout。
补偿模块具体包括：箝位电路101、RC补偿电路102和补偿调节电路103。
其中，第一开关管M1的第一端连接变换器的输入端，输入电压用Vin表示。第一开关管M1的第二端通过第一结点SW连接第二开关管M2的第一端，第二开关管的第二端接地。
第一节点SW连接输出电感L的第一端，输出电感L的第二端通过输出电容Cout接地，输出电感L的第二端连接变换器的输出端。
信号生成模块200的输出端连接第一开关管M1和第二开关管M2的控制端。
信号生成模块200用于控制第一开关管M1和第二开关管M2交替导通。
本申请实施例不具体限定第一开关管M1和第二开关管M2的类型，例如可以为绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Filed Effect Transistor，MOSFET，以下简称MOS管)、SiC MOSFET(Silicon Carbide Metal Oxide Semiconductor，碳化硅场效应管)等。下面以M1和M2均为MOS管且具体为NMOS管为例进行说明。M1和M2的第一端为漏极，M1和M2的第二端为源极，M1和M2的控制端为栅极。
即信号生成模块200生成的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)信号用于控制M1和M2的导通状态，当M1导通后，第一节点SW与输入Vin连接，通过后级的LC电路连接输出，实现将Vin转换为目标输出电压Vout。
箝位电路101的第一端(图示A点)连接第一结点SW，箝位电路101的第二端(图示B点)分别连接RC补偿电路102的第一端和补偿调节电路103的第一端(图示C点)。
RC补偿电路102的第二端连接变换器的输出端，RC补偿电路102的第三端(图示D点)连接补偿调节电路103的第二端和信号生成模块200的第一输入端(图示E点)。
补偿调节电路103的第一控制端(图示HS)连接第一开关管M1的控制端，补偿调节电路103的第二控制端(图示LS)连接第二开关管M2的控制端。
箝位电路101用于限制箝位电路的第二端输出的电压小于等于箝位电压。
补偿调节电路103用于使RC补偿电路102在每个脉冲的持续时间内，先在所述第一预设时间内向信号生成模块200注入用于维持每个脉冲的稳定性的斜坡补偿，然后在剩余时间内使RC补偿电路102向信号生成模块200注入可控制的补偿。
下面具体说明各模块的实现方式以及工作原理。
箝位电路101包括第一电阻R1和箝位二极管D1。
第一电阻R1的第一端为箝位电路101的第一端，第一电阻R1的第二端为箝位电路101的第二端，第一电阻R1的第二端连接箝位二极管D1的阴极。
箝位二极管D1的阳极接地。
RC补偿电路102包括第二电阻R2和第一电容C1。
第二电阻R2的第一端为RC补偿电路102的第一端，第二电阻R2的第二端为RC补偿电102路的第三端，第二电阻R2通过第一电容C1连接RC补偿电路的第二端。
第一电容C1两端的电压为VRamp，即补偿模块向信号生成模块200注入的补偿。
补偿调节电路103包括第一电压跟随器BUF1031、镜像电流源电路1032、第二电容C2、第三开关管M3、第三电阻R3、RS触发器1033和延时电路Delay1034。
其中，第一电压跟随器1031包括第一运算放大器，第一运算放大器的同相输入端连接补偿调节电路103的第一端和第三开关管M3的第一端，第一运算放大器的同相输入端还通过第二电容C2接地，第一运算放大器的反相输入端连接第一运算放大器的输出端。
第三开关管M3的第二端接地，第三开关管M3的控制端连接RS触发器1033的输出端，RS触发器1033的第一输入端通过延时电路1034连接第一开关管M1的控制端，RS触发器1033的第二输入端连接第二开关管M2的控制端。
第三电阻R3的第一端连接补偿调节电路103的第一端，第三电阻R3的第二端连接第一运算放大器的同相输入端。
以第三开关管M3为NMOS管为例进行说明。M3的第一端为漏极，M3的第二端为源极，M3的控制端为栅极。
延时电路1034用于将控制第一开关管导通的控制信号延时第二预设时间后传输至第一输入端。
在一种可能的实现方式中，延时电路1034具体可以为RC电路，通过调节RC电路中的电阻和电容的参数使延时电路1034的输出相对于输入延时第二预设时间。在另一种可能的实现方式中，延时电路1034具体可以包括多级反向器串联，每一级反向器都有固定延迟，多级反相器整体的总延迟为第二预设时间。本申请实施例对延迟电路的具体实现方式不再赘述。
镜像电流源电路1032的输入端连接第一运算放大器的输出端，镜像电流源电路1032的输出端为补偿调节电路103的第二端。
RS触发器1034用于先控制第三开关管M3导通，以使镜像电流源电路1032无输出电流，以及当获取所述控制信号后，控制第三开关M3管断开，以使镜像电流源电路1032产生输出电流，输出电流用于控制RC补偿电路102注入信号生成模块的补偿。
下面具体说明该补偿调节电路103的工作原理。
参见图11，该图为本申请实施例提供的补偿模块的简化模型示意图。
当第一开关管M1的控制信号为高电平时，M1导通，第一节点SW连接电源Vin，此时RC补偿电路102出现充电电流，流经R2的电流以IR2表示，IR2为第一电容C1进行充电。本申请实施例中的补偿调节电路103相当于一个分段受控电流源ISNK，理想状态下在第二预设时间内无电流，经过第二预设时间后电流ISNK和IR2相等，流经R2的电流在节点D成为ISNK不会向C1继续充电，C1两端的电压不再变化，因此补偿VRamp保持不变。
下面以RS触发器1033的
Figure BDA0002731122620000091
端为输出端为例进行说明。
当M2导通，M1关断时，此时LS连接高电平，HS连接低电平，RS触发器1033的R端连接高电平，S端连接低电平，由RS触发器1033的工作原理可知，此时RS触发器1033的
Figure BDA0002731122620000092
端输出高电平，第三开关管M3导通。第二电容C2的两端接地，第一电压跟随器1031的输出为零。
当M2关断，M1导通时，此时LS连接低电平，HS连接高电平，RS触发器1033的R端连接低电平，S端在第二预设时间内仍连接低电平，由RS触发器1033的工作原理可知，此时RS触发器1033的
Figure BDA0002731122620000093
端输出维持高电平，第三开关管M3导通。第一节点SW连接输入Vin，输入电压Vin通过R2为C1进行充电，VRamp逐渐上升。
第二预设时间后，S端切换为高电平，由RS触发器1033的工作原理可知，此时RS触发器1033的
Figure BDA0002731122620000094
端输出低电平，第三开关管M3关断，此时输入电压Vin通过R3为C2进行充电，C2两端电压逐渐上升至Vin，这个过程中流经Rc2的电流逐渐上升，使得为C1进行充电的电流逐渐下降。
镜像电流源电路1032用于控制为C1进行充电的电流的大小，进而调节C1的电压，实现对于补偿的调节，下面具体说明。
本申请实施例中的镜像电流源1032包括第四开关管M4、第五开关管M5和电阻Rc2。其中，M4和M5均为NMOS管。
流经Rc2的电流大小等于图中电流ISNK的大小。
在一些实施例中，电阻Rc2为可调电阻，通过调整电阻Rc2的大小，可以调节为C1进行充电的电流，进而控制补偿VRamp。具体的，随着电阻Rc2增大，为C1进行充电的电流越小，补偿VRamp上升的速度越慢。当Rc2等于R2时，流经R2的电流等于电流ISNK，C1不再进行充电，此时补偿VRamp不再上升。
继续参见图8，其中的第二预设时间和第一预设时间均为T1，且电阻Rc2小于R2。因此在T1之后，为C1进行充电的电流降低，使得补偿VRamp上升的速率受到控制，避免了注入的补偿VRamp过大而引起电路不能快速响应负载的跳变，因此提升了电路的稳定性。通过对Rc2取值的调节，可以控制补偿VRamp在T2内的上升速率，例如当调节Rc2接近于R2时，可以使补偿VRamp在T2内只出现较小的上升量，即补偿VRamp在剩余时间内的上升量小于或等于预设阈值。
继续参见图9，其中的第二预设时间和第一预设时间均为T1，电阻Rc2等于R2。因此在T1之后，Ct开始充电，T3内补偿VRamp继续上升，在T3后Ct充电完成，此时流经Rc2的电流等于流经R2的电流，无电流为C1进行充电，补偿VRamp恒定不变。
其中T3为Ct的充电时间，该充电时间与R3的电阻值和Ct的电容值相关，本申请实施例不做具体限定。
在一些实施例中，Ct的充电时间较短，使得补偿模块在T2内产生先逐渐上升，然后恒定的补偿VRamp，当Ct的充电时间相较于T2较短时，补偿VRamp在T2内仅存在较小的上升量，即使得补偿VRamp在剩余时间内的上升量小于或等于预设阈值。
在另一些实施例中，当Ct的充电时间较长，使得为Ct充满电所需的时间大于每个脉冲的持续时间中的剩余时间T2时，则在T2内Ct均处于充电状态，T2内流经Rc2的电流不能增大至等于流经R2的电流，存在电流持续为C1充电，补偿VRamp在T2内以较慢的速度上升，此时工作波形图对应于图8。
参见图12，该图为本申请实施例提供的再一种恒定导通时间控制电路的工作波形图。
在另一些实施例中，第二预设时间为T4，T4小于第一预设时间T1，且T4与Ct的充电时间T3之和等于第一预设之间T1。当电阻Rc2等于R2时，在T3后Ct充电完成，补偿VRamp恒定不变。补偿模块在第一预设时间T1内向信号生成模块注入足够的补偿，以维持每个脉冲的稳定性，然后在持续时间的剩余时间内控制补偿保持恒定。
以上镜像电流源1032仅为一种可能的实现方式，本领域技术人员还可以根据本申请记载的原理采用其他可能的实现方式。
当该变换器应用于输入电压变化的场景时，箝位电路101还能够降低补偿VRamp收到输入电压的变化的影响。具体的，当输入电压Vin小于或等于箝位电压时，M1导通后Vin通过R1和R2对C1进行充电。当输入电压Vin变化至高于箝位电压时，M1导通后RC补偿电路102输入端连接的电压为箝位电压，不会随着Vin的变化而变化。
下面结合信号生成模块200的具体电路进行说明。
误差放大器202的同相输入端输入基准电压Vref，误差放大器202的反相输入端输入变换器的输出电压反馈信号Vf，误差放大器202的输出端连接比较器10的同相输入端。
在一些实施例中，信号生成模块200包括分压电路，分压电路的输入端连接变换器的输出端，分压电路的输出端连接所述误差放大器202的反相输入端。
分压电路用于将变换器的输出电压Vout转换为输出电压反馈信号Vf。
本申请实施例中以分压电路包括串联的电阻R4和R5为例。
误差放大器202用于比较输出电压反馈取样信号Vf与基准电压Vref，并将差值信号进行放大之后进行输出，输出信号用VEAO表示。
第二电压跟随器201包括第二运算放大器，第二运算放大器的同相输入端输入基准电压Vref，第二运算放大器的反相输入端连接所述第二运算放大器的输出端，第二运算放大器的输出端连接比较器10的反相输入端。图示第二运算放大器的输出端通过限流电阻R6连接比较器10的反相输入端。
比较器10的反相输入端为信号生成模块200的第一输入端，还连接RC补偿电路102的第三端。RC补偿电路102向比较器10的反相输入端注入补偿VRamp。
比较器10的输出端通过导通计时器20连接驱动模块30。
驱动模块30的输出端为信号生成模块200的输出端，连接M1和M2的控制端。
比较器10的反相输入端输入的电压等于补偿VRamp与第二电压跟随器201通过R6提供的直流偏置电压之和。
比较器10用于比较自身的同相输入端和反相输入端的输入电压的大小，以输出相应的电平信号，电平信号用于触发导通计时器20的计时动作并使驱动模块30生成脉冲宽度调制信号。
具体的以图12为例，波形VRamp+VE表征了比较器10反相输入端输入的信号波形(VE为VRamp提供电压偏置)，VEAO表示比较器10的同相输入端输入的波形信号。当VRamp+VE大于或等于VRamp时，M1导通，M2关断；当VRamp+VE小于VRamp时，M1关断，M2导通。
关于导通计时器20与驱动模块30的工作原理与具体实现方式为目前恒定导通时间(COT)控制领域较为成熟的技术，本申请实施例在此不再具体赘述。
下面具体说明本申请中第一预设时间T1的确定过程。
输出电压Vout的纹波电压为ΔVout，开关管M1的开关频率为Fsw，则ΔVout满足下式：
Figure BDA0002731122620000111
当补偿VRamp足够维持每个脉冲的稳定性时，VRamp满足下式：
Figure BDA0002731122620000112
同时在对第一电容C1进行充电时，VRamp还满足下式：
Q＝Ic×T1＝C1×VRamp (3)
式(3)中的Q为T1期间第一电容C1存储的电荷量，Ic为对第一电容C1进行充电的电流，C1为第一电容的电容值。
Ic还满足下式：
VB-VE＝Ic×R2 (4)
其中VE为E电电压，当Vref与R6已知时可以确定，则第一预设时间T1满足下式：
Figure BDA0002731122620000121
其中，VB为B点电压。
综上所述，本申请实施例提供的变换器可以应用于输出电压存在变化或者输入电压存在变化的场景，该变换器具有对注入的补偿的控制能力，控制器能够在脉冲宽度调制信号的每个脉冲的持续时间内，先在第一预设时间内向信号生成模块注入用于维持所述每个脉冲的稳定性的斜坡补偿，然后在持续时间的剩余时间内注入可控制的补偿，例如注入恒定不变的补偿，或者先逐渐上升，后恒定不变的补偿等，还通过箝位电路限制输入电压对补偿的影响，因此能够降低变化的输入电压或输出电压对补偿的影响，提升了变换器输出电压的稳定性。
实施例三：
下面结合另一种具体的实现方式说明该变换器的工作原理。
参见图13，该图为本申请实施例提供的又一种变换器的示意图。
该变换器可以应用于输入电压恒定，输出电压变化的场景，由于输入电压保持恒定，因此相较于图10所示的控制电路可以不设置箝位电路。
具体的，其补偿模块包括：RC补偿电路102和补偿调节电路103。
RC补偿电路102的第一端(图示B点)和补偿调节电路103的第一端(图示C点)连接第一结点SW。
RC补偿电路102的第二端连接变换器的输出端Vout，RC补偿电路102的第三端(图示D点)连接补偿调节电路的第二端和信号生成模块200的第一输入端(图示E点)。
补偿调节电路103的第一控制端连接第一开关管M1的控制端，补偿调节电路103的第二控制端连接第二开关管M2的控制端。
补偿调节电路103用于使RC补偿电路102在每个脉冲的持续时间内，先在第一预设时间内向信号生成模块200注入用于维持每个脉冲的稳定性的斜坡补偿，然后在剩余时间内使RC补偿电路102向信号生成模块200注入恒定的补偿。
关于该变换器的具体工作原理和实现方式可以参见以上实施例二中的说明，本申请实施例在此不再赘述。
综上所述，本申请实施例提供的变换器可以应用于输出电压存在变化的场景，该变换器具有对注入的补偿的控制能力，能够在脉冲宽度调制信号的每个脉冲的持续时间内，先在第一预设时间内向信号生成模块注入用于维持所述每个脉冲的稳定性的斜坡补偿，然后在持续时间的剩余时间内注入可控制的补偿，例如注入恒定不变的补偿，或者先逐渐上升，后恒定不变的补偿等，因此能够降低变化的输出电压对补偿的影响，提升了变换器的输出电压的稳定性。
实施例四：
基于以上实施例提供的变换器，本申请实施例还提供了一种变换器的控制信号的补偿方法，下面结合附图具体说明。
参见图14，该图为本申请实施例提供的一种变换器的控制信号的补偿方法的流程图。
该方法包括以下步骤：
S1401：在变换电路的控制信号的每个脉冲宽度内，在第一预设时间内生成用于维持脉冲的稳定性的斜坡补偿。
S1402：在每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿。。
在一些实施例中，S1402具体为在持续时间的剩余时间内生成恒定的补偿。
在另一些实施例中，S1402具体为在持续时间的剩余时间内生成逐渐上升的补偿，且补偿在剩余时间内的上升量小于或等于预设阈值。
在又一些实施例中，S1402具体为在持续时间的剩余时间内生成先逐渐上升，然后恒定的补偿，补偿在所述剩余时间内的上升量小于或等于预设阈值。
关于本申请实施例提供的方法的原理说明可以参见以上实施例一至实施例三，在此不再赘述。
综上所述，利用本申请实施例提供方法，在控制信号的每个脉冲的持续时间内，先在第一预设时间内生成用于维持每个脉冲的稳定性的斜坡补偿，降低了脉冲宽度调制信号出现的抖动，然后在持续时间的剩余时间内注入可控制的补偿，避免了注入控制信号的补偿VRamp过大引起电路不能快速响应负载的跳变。通过对补偿进行控制，能够降低变化的输入电压或输出电压对补偿的影响，提升了采用恒定导通时间控制的变换器的输出电压稳定性。
实施例五：
基于以上实施例提供的变换器，本申请实施例还提供了一种电子设备，下面结合附图具体说明。
参见图15，该图为本申请实施例提供的一种电子设备的示意图。
图示电子设备3000包括变换器1000和负载电路3001。
其中，变换器1000包括变换电路01和控制器02。
关于变换器1000中各部分的具体实现方式和工作原理可以参见以上实施例一至四，本申请实施例在此不再赘述。
变换器1000用于将电源电压进行直流变换后为负载电路供电。
电子设备3000的输入端可以为稳定的直流输入，也可以连接电池等电压存在变化的直流输入，本申请实施例不做具体限定。
在一些实施例中，变换器1000的输出端还可以连接逆变电路，将变换器1000输出的直流电转换为交流电后提供给负载电路。
本申请实施例对电子设备的具体类型不做限定。
综上所述，本申请实施例提供的电子设备包括变换器，该变换器的控制器具有对注入控制信号的补偿的控制能力，能够在脉冲宽度调制信号的每个脉冲的持续时间内，先在第一预设时间内向信号生成模块注入用于维持所述每个脉冲的稳定性的斜坡补偿，降低了脉冲宽度调制信号出现的抖动，然后在持续时间的剩余时间内注入可控制的补偿，例如注入恒定不变的补偿，或者先逐渐上升，后恒定不变的补偿等，避免了注入的补偿过大引起电路不能快速响应负载电路的跳变。通过对补偿进行控制，能够降低变化的输入电压或输出电压对补偿的影响，提升了变换器的输出电压的稳定性，因此提升了电子设备的性能。
实施例六：
基于以上实施例提供的变换器，本申请实施例还提供了一种芯片，下面结合附图具体说明。
参见图16，该图为本申请实施例提供的一种芯片的示意图。
图示芯片4000集成了以上实施例提供的变换器。
其中，变换器包括控制器以及变换电路。关于导通时间控制电路中各部分的具体实现方式和工作原理可以参见以上实施例一至四，本申请实施例在此不再赘述。
其中，该芯片4000的端口1(VIN)端用于连接输入电压Vin，端口2(FB)用于连接参考电平Vref，端口3(VOUT)为输出端，用于输出电压Vout，端口4(GND)为接地端。
图示芯片4000可以为电源系统级封装(Power System In Package，PSiP)。
图示芯片的封装外形仅为一种可能的实现方式，下面说明另一种可能的实现方式。
参见图17，该图为本申请实施例提供的另一种芯片的示意图。
图示芯片5000在使用时连接外围电路，外围电路包括第一开关管M1、第二开关管M2、输出电感L、输出电容Cout、电阻R4以及电阻R5，即外围电路包括了分压电路和变换电路，芯片5000集成了变换器的控制器除分压电路外的部分。芯片的端口1和端口3输出补偿后的PWM信号控制M1和M2的工作状态。芯片的端口2连接SW节点，芯片的端口6连接输出电压Vout，芯片的端口4(FB)连接分压后的反馈信号Vref，芯片的端口5(GND)为接地端。
本领域技术人员还可以采用其他可能的实现方式，本申请实施例对此不做具体限定。
综上所述，本申请实施例提供芯片用于实现恒定导通时间控制，并且具有对补偿的控制能力，该芯片能够在脉冲宽度调制信号的每个脉冲的持续时间内，先在第一预设时间内产生用于维持所述每个脉冲的稳定性的斜坡补偿，降低了脉冲宽度调制信号出现的抖动，然后在持续时间的剩余时间内产生可控制的补偿，例如产生恒定不变的补偿，或者先逐渐上升，后恒定不变的补偿等，避免了补偿过大引起电路不能快速响应负载电路的跳变。芯片通过对补偿进行控制，能够降低变化的输入电压或输出电压对补偿的影响，提升了恒定导通时间控制的稳定性。
应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。
本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。另外，还可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元和模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。
以上所述仅是本申请的具体实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本申请的保护范围。

Claims (20)

1.一种变换器，用于进行直流-直流变换，其特征在于，所述变换器包括变换电路和控制器；
所述变换电路，用于将输入电压进行直流变换后输出；
所述控制器，用于在所述变换电路的控制信号的每个脉冲宽度内，先在第一预设时间内生成用于维持脉冲的稳定性的斜坡补偿，然后在所述每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿。
2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述控制器具体用于在所述每个脉冲宽度的剩余时间生成恒定的补偿。
3.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述控制器具体用于在所述每个脉冲宽度的剩余时间生成逐渐上升的补偿，所述补偿在所述剩余时间内的上升量小于或等于预设阈值。
4.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述控制器具体用于在所述每个脉冲宽度的剩余时间生成先逐渐上升，然后恒定的补偿，所述补偿在所述剩余时间内的上升量小于或等于预设阈值。
5.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述变换电路包括第一开关管、第二开关管、输出电感和输出电容；
所述第一开关管的第一端连接所述变换器的输入端，所述第一开关管的第二端通过第一结点连接所述第二开关管的第一端，所述第二开关管的第二端接地；
所述第一节点连接所述输出电感的第一端，所述输出电感的第二端通过所述输出电容接地，所述输出电感的第二端连接所述变换器的输出端；
所述控制器的输出端连接所述第一开关管和第二开关管的控制端。
6.根据权利要求5所述的变换器，其特征在于，所述控制器包括信号生成模块和补偿模块；
所述信号生成模块，用于生成所述变换电路的控制信号；
所述补偿模块，用于在所述控制信号的每个脉冲宽度内，先在所述第一预设时间内产生用于维持脉冲的稳定性的斜坡补偿，然后在所述每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿。
7.根据权利要求6所述的变换器，其特征在于，所述补偿模块包括：箝位电路、RC补偿电路和补偿调节电路；
所述箝位电路的第一端连接所述第一结点，所述箝位电路的第二端分别连接所述RC补偿电路的第一端和所述补偿调节电路的第一端；
所述RC补偿电路的第二端连接所述变换器的输出端，所述RC补偿电路的第三端连接所述补偿调节电路的第二端和所述信号生成模块的第一输入端；
所述补偿调节电路的第一控制端连接所述第一开关管的控制端，所述补偿调节电路的第二控制端连接所述第二开关管的控制端；
所述箝位电路用于限制所述箝位电路的第二端输出的电压小于等于箝位电压；
所述补偿调节电路，用于控制所述RC补偿电路向所述信号生成模块注入的补偿。
8.根据权利要求6所述的变换器，其特征在于，所述补偿模块包括：RC补偿电路和补偿调节电路；
所述RC补偿电路的第一端和所述补偿调节电路的第一端连接所述第一结点；
所述RC补偿电路的第二端连接所述变换器的输出端，所述RC补偿电路的第三端连接所述补偿调节电路的第二端和所述信号生成模块的第一输入端；
所述补偿调节电路的第一控制端连接所述第一开关管的控制端，所述补偿调节电路的第二控制端连接所述第二开关管的控制端；
所述补偿调节电路，用于控制所述RC补偿电路向所述信号生成模块注入的补偿。
9.根据权利要求7所述的变换器，其特征在于，所述箝位电路包括：第一电阻和箝位二极管；
所述第一电阻的第一端为所述箝位电路的第一端，所述第一电阻的第二端为所述箝位电路的第二端，所述第一电阻的第二端连接所述箝位二极管的阴极；
所述箝位二极管的阳极接地。
10.根据权利要求7或8所述的变换器，其特征在于，所述RC补偿电路包括第二电阻和第一电容；
所述第二电阻的第一端为所述RC补偿电路的第一端，所述第二电阻的第二端为所述RC补偿电路的第三端，所述第二电阻通过所述第一电容连接所述RC补偿电路的第二端。
11.根据权利要求7或8所述的变换器，其特征在于，所述补偿调节电路包括第一运算放大器、镜像电流源电路、第二电容、第三开关管、RS触发器和延时电路；
所述第一运算放大器的同相输入端连接所述补偿调节电路的第一端和所述第三开关管的第一端，所述第一运算放大器的同相输入端还通过所述第二电容接地，所述第一运算放大器的反相输入端连接所述第一运算放大器的输出端；
所述镜像电流源电路的输入端连接所述第一运算放大器的输出端，所述镜像电流源电路的输出端为所述补偿调节电路的第二端；
所述第三开关管的第二端接地，所述第三开关管的控制端连接所述RS触发器的输出端，所述RS触发器的第一输入端通过所述延时电路连接所述第一开关管的控制端，所述RS触发器的第二输入端连接所述第二开关管的控制端；
所述延时电路，用于将控制所述第一开关管导通的控制信号延时第二预设时间后传输至所述RS触发器的第一输入端；
所述RS触发器，用于先控制所述第三开关管导通，以及当获取所述控制信号后，控制所述第三开关管断开，以使所述镜像电流源电路产生输出电流。
12.根据权利要求11所述的变换器，其特征在于，所述第二预设时间小于或等于所述第一预设时间。
13.根据权利要求11所述的变换器，其特征在于，所述补偿调节电路还包括第三电阻；
所述第三电阻的第一端连接所述补偿调节电路的第一端，所述第三电阻的第二端连接所述第一运算放大器的同相输入端。
14.根据权利要求6所述的变换器，其特征在于，所述信号生成模块包括：误差放大器、第二运算放大器、比较器、导通计时器和驱动模块；
所述误差放大器的同相输入端输入基准电压，所述误差放大器的反相输入端输入所述变换器的输出电压反馈信号，所述误差放大器的输出端连接所述比较器的同相输入端；
所述第二运算放大器的同相输入端输入所述基准电压，所述第二运算放大器的反相输入端连接所述第二运算放大器的输出端，所述第二运算放大器的输出端连接所述比较器的反相输入端；
所述比较器的反相输入端为所述信号生成模块的第一输入端；
所述比较器的输出端通过所述导通计时器连接所述驱动模块；
所述驱动模块的输出端为所述信号生成模块的输出端；
所述比较器用于比较自身的同相输入端和反相输入端的输入电压的大小，以输出相应的电平信号，所述电平信号用于触发所述导通计时器的计时动作并使所述驱动模块生成所述控制信号。
15.一种变换器的控制信号的补偿方法，其特征在于，应用于对直流-直流变换器的控制信号进行补偿，所述方法包括：
在所述变换电路的控制信号的每个脉冲宽度内，在第一预设时间内生成用于维持脉冲的稳定性的斜坡补偿；
在所述每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿。
16.根据权利要求15所述的补偿方法，其特征在于，所述在所述每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿，具体包括：
在所述每个脉冲宽度的剩余时间生成恒定的补偿。
17.根据权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述在所述每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿，具体包括：
在所述每个脉冲宽度的剩余时间生成逐渐上升的补偿，所述补偿在所述剩余时间内的上升量小于或等于预设阈值。
18.根据权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述在所述每个脉冲宽度的剩余时间生成可控制的补偿，具体包括：
在所述每个脉冲宽度的剩余时间生成先逐渐上升，然后恒定的补偿，所述补偿在所述剩余时间内的上升量小于或等于预设阈值。
19.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求1-14中任意一项所述的恒定导通时间控制电路，还包括：负载电路；
所述恒定导通时间控制电路用于为所述负载电路供电。
20.一种芯片，其特征在于，所述芯片集成有权利要求1-14中任意一项所述的变换器。
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