CN112335182A - 前端电路 - Google Patents

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CN112335182A CN201980043407.3A CN201980043407A CN112335182A CN 112335182 A CN112335182 A CN 112335182A CN 201980043407 A CN201980043407 A CN 201980043407A CN 112335182 A CN112335182 A CN 112335182A
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Abstract

前端电路(101)具备：功率放大电路(1)，其对频带不同的多个发送波进行功率放大；发送滤波器(2)，其设置于该功率放大电路(1)与天线(9)之间，使功率放大电路(1)的输出信号中的规定的发送频带通过；开关(3)，其设置于功率放大电路(1)与天线(9)之间；以及匹配电路(5)。根据是否连接匹配电路(5)的切换，来使带内载波聚合模式下的通信带内的互调失真的频带中的插入损耗比单一模式下的通信带内的互调失真的频带中的插入损耗大。

Description

前端电路
技术领域
本发明涉及一种设置于对发送波进行功率放大的功率放大电路与天线之间的前端电路。
背景技术
以往使用了载波聚合(Carrier Aggregation；CA)，在该载波聚合中，同时使用频带不同的多个发送波来使通信速度高速化。例如，作为LTE-Advanced的要素技术之一的载波聚合如下：同时使用多个被称为成分载波(CC)的最大20MHz的发送波(LTE载波)来进行通信，由此使有效的通信带宽带化。通过CC的频率配置，可分类为使用在单一通信带内连续的CC的Intra-band Contiguous CA即带内连续载波聚合、使用在单一通信带内非连续的CC的Intra-band Non-contiguous Ca即带内不连续载波聚合、使用进入各不相同的通信带的CC的Inter-band Non-contiguous CA即带间不连续载波聚合。
专利文献1中示出了：在进行上述Intra-band Contiguous CA的情况下，由一个功率放大电路对多个CC的发送波进行放大。这些多个发送波经过同一发送滤波器后，经由天线开关、耦合器等来从天线辐射。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2016-063241号公报
发明内容
发明要解决的问题
在进行上述Intra-band Contiguous CA或Intra-band Non-contiguous CA(下面，仅称为“带内载波聚合”或“带内CA”。)的情况下，多个发送波通过设置于信号路径的一个发送滤波器。也就是说，上述多个发送波经同一信号路径被传递至天线。在该信号路径上除了设置有上述发送滤波器以外还设置有功率放大电路、天线开关等。这种功率放大电路、天线开关等一般具有输入输出之间的非线性，因此当上述多个发送波被输入到功率放大电路、天线开关等时，产生因多个频率的互调失真引起的模拟信号(下面，“互调失真”)(IMD)。
如果是带宽宽的频段(例如LTE的Band41、Band42)，则产生频率不同的很多IMD中的几个IMD进入发送带内的情况。这些IMD处于发送滤波器的通带内，因此无法利用发送滤波器来去除已进入发送带内的IMD，而是会使其直接通过。特别是，在IMD之中，作为低阶的互调失真的3阶互调失真(IMD3)、5阶互调失真(IMD5)进入发送滤波器的通带内的可能性高。这种进入发送滤波器的通带内的频率的IMD无法利用发送滤波器来去除，因此还产生无法满足频谱发射模板(SEM)、限制杂散辐射的标准的情况。
作为用于考虑IMD成分来减少对相邻频带等的干扰的控制手法，例如存在由作为便携式电话系统的标准化计划的Third Generation Partnership Project即第三代合作伙伴计划(3GPP)规定的Additional Maximum Power Reduction即额外最大功率回退(A-MPR)之类的手法。这是一种进行有意地降低发送功率的控制以获得对于对相邻频带的容许干扰水平而言充分的衰减的手法，但是当功率放大电路的线性低时，还产生以下情况：从功率放大电路产生的IMD过大，即使最大限度地利用A-MPR也无法满足标准。
在专利文献1中设想了这种情况，记述了以下内容：利用耦合器来检测IMD成分的电平，根据需要来降低发送波的发送功率。但是，需要仅取出频率不同的各IMD成分的电平来进行测定，另外，需要依照基站侧的发送功率控制来控制发送功率，因此需要进行复杂的检波、计算处理。
因此，本发明的目的在于提供一种不需要复杂的控制就能够抑制由于处理多个发送波而产生的互调失真的前端电路。
用于解决问题的方案
作为本公开的一例的前端电路在带内载波聚合模式与单一模式之间切换，在所述带内载波聚合模式下，同时发送包含于单一的通信带内的频带不同的多个发送波，在所述单一模式下，发送包含于所述单一的通信带的1个频带的发送波，并且，在所述带内载波聚合模式的情况下，由于所述多个发送波而产生的多个互调失真的一部分互调失真的频率成分进入所述通信带内，所述前端电路的特征在于，具备：
功率放大电路，其对所述多个发送波进行功率放大；
发送滤波器，其设置于从所述功率放大电路至天线的信号路径，使所述功率放大电路的输出信号中的规定的发送频带通过；
匹配电路；以及
开关，其根据是所述带内载波聚合模式还是所述单一模式，来切换是否对所述信号路径连接所述匹配电路，
其中，所述开关和所述匹配电路使所述带内载波聚合模式下的所述通信带内的互调失真的频带中的插入损耗比所述单一模式下的所述通信带内的互调失真的频带中的插入损耗大。
上述“匹配电路”不限于为了对所述信号路径的插入损耗的频率特性进行切换而专门设置的电路，也包括在进行所述载波聚合时不使用的滤波器、双工器、多工器等电路。
通过上述结构，在带内载波聚合模式的情况下，针对进入发送滤波器的通带内的多个发送波的互调失真的频率成分，使天线与功率放大电路之间的信号路径的阻抗失配，由此互调失真的频率成分的插入损耗变大，从天线发送的互调失真的功率被抑制。
发明的效果
根据本发明，能够得到能够抑制由于对多个发送波进行处理而产生的互调失真的前端电路。
附图说明
图1是第一实施方式所涉及的前端电路101的框图。
图2的(A)、图2的(B)、图2的(C)是表示与图1中示出的功率放大电路1的输入部连接的发送电路的例子的框图。
图3的(A)是表示单一模式下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗IL0的频率特性以及成分载波CC的频谱的图。图3的(B)、图3的(C)是表示带内载波聚合模式下的、两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。
图4是表示匹配电路5的一例的、前端电路101A的框图。
图5是表示在图4中示出的前端电路101A中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。
图6是表示匹配电路5的另一例的、前端电路101B的框图。
图7是表示在图6中示出的前端电路101B中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。
图8是第二实施方式所涉及的前端电路102A的框图。
图9是第二实施方式所涉及的另一前端电路102B的框图。
图10是表示在图9中示出的前端电路102B中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。
图11是第二实施方式所涉及的又一前端电路102C的框图。
图12是表示在图11中示出的前端电路102C中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。
图13是第三实施方式所涉及的前端电路103的框图。
图14是表示匹配电路5、6的一例的、前端电路103A的框图。
图15是表示在图14中示出的前端电路103A中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。
图16是将第三实施方式的前端电路103A的特性与第一实施方式中示出的前端电路101A的特性进行对比的图。
图17是表示匹配电路5、6的另一例的、前端电路103B的框图。
图18是表示在图17中示出的前端电路103B中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。
图19是第四实施方式所涉及的前端电路104A的框图。
图20是表示在图19中示出的前端电路104A中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。
图21是第四实施方式所涉及的另一前端电路104B的框图。
图22的(A)是第五实施方式所涉及的前端电路105A的框图，图22的(B)是第五实施方式所涉及的另一前端电路105B的框图。
具体实施方式
下面，参照附图并列举几个具体的例子来示出用于实施本发明的多个方式。在各图中，对相同的部位标注了相同的标记。考虑到易于说明要点或者易于理解要点，将实施方式分开表示以便于说明，但是能够进行在不同的实施方式中示出的结构的局部置换或者组合。在第二实施方式以后，省略关于与第一实施方式共同的情况的描述，仅对不同点进行说明。特别是，对于相同的结构所带来的相同的作用效果，不会按每个实施方式逐次提及。
《第一实施方式》
图1是第一实施方式所涉及的前端电路101的框图。在该图1中，表示了将发送频带互不相同的多个发送波选择性地提供给天线9的电路部分。
前端电路101具备：功率放大电路1，其对规定频带的发送波进行功率放大；发送滤波器2，其使该功率放大电路1的输出信号中的规定的发送频带通过；功率放大电路7，其对规定频带的发送波进行功率放大；发送滤波器8，其使该功率放大电路7的输出信号中的规定的发送频带通过；以及天线开关3，其将发送滤波器2、8的输出选择性地提供给天线9。另外，前端电路101具备与天线开关3的输入输出端口P2连接的匹配电路5。
天线开关3具有天线端口P0和多个输入输出端口P1、P2、P3。天线开关3在将从发送滤波器2输出的发送波提供给天线9时，通过将天线端口P0与输入输出端口P1连接来形成从功率放大电路1至天线9的信号路径。另外，天线开关3在将从发送滤波器8输出的发送波提供给天线9时，将天线端口P0与输入输出端口P3连接。并且，天线开关3能够将天线端口P0与输入输出端口P1连接、且将天线端口P0与输入输出端口P2连接。也就是说，通过这样，前端电路101能够在形成从功率放大电路1至天线9的信号路径的同时，对该信号路径连接匹配电路5。
图1所示的匹配电路5和天线开关3构成附加于发送滤波器2的附加匹配电路10。该附加匹配电路10是根据是否利用天线开关3连接匹配电路5来切换信号路径的插入损耗的频率特性的电路。该附加匹配电路10的作用在后面详细叙述，概要地说如下。
首先，在同时发送包含于单一的通信带内的频带不同的多个发送波的带内载波聚合模式下，两个频带的发送波被输入到功率放大电路1，由此，在IMD成分进入发送滤波器2的通带内时，天线开关3与匹配电路5连接以抑制该IMD成分。也就是说，在带内载波聚合模式的情况下，以使天线开关3的天线端口P0与输入输出端口P1连接、且使天线端口P0与输入输出端口P2连接的方式对天线开关3进行控制。
天线开关3的天线端口P0与输入输出端口P1被连接且天线端口P0与输入输出端口P2被连接的状态是匹配电路5被连接到从功率放大电路1至天线9的信号路径的状态。在该状态下，匹配电路5有意地使功率放大电路1与天线9之间的信号路径的阻抗在IMD成分的频率下失配。也就是说，虽然是“匹配电路”这个名称，但是在本例中，基本上是用于形成“失配”的电路。通过该“失配”，上述IMD的频率下的信号路径的插入损耗增大，IMD成分被抑制。而且，即使在匹配电路5被连接到从功率放大电路1至天线9的信号路径上的状态下，在IMD成分的频率以外的频带中也保持匹配状态。
另一方面，在发送包含于单一的通信带的1个频带的发送波的单一模式下，也就是说在不进行带内CA、而向功率放大电路1输入一个频带的发送波时，以仅使天线开关3的天线端口P0与输入输出端口P1连接的方式控制天线开关3。也就是说，在单一模式的情况下，匹配电路5不被连接到从功率放大电路1至天线9的信号路径。因此，该信号路径的阻抗匹配被保持。
如上所述，根据在单一模式的情况下不将匹配电路5连接到信号路径、在带内载波聚合模式的情况下将匹配电路5连接到信号路径这样的结构，容易减少单一模式时的插入损耗。
此外，也可以反之如下那样控制：在单一模式的情况下，匹配电路5被连接到从功率放大电路1至天线9的信号路径，在带内载波聚合模式的情况下，匹配电路5不被连接到从功率放大电路1至天线9的信号路径，匹配电路5被从信号路径切断。也就是说，也可以是，在单一模式的情况下，匹配电路5被连接到上述信号路径，由此，使信号路径的阻抗在发送波的频率下匹配，在带内载波聚合模式的情况下，不使用匹配电路5，由此使信号路径的阻抗“失配”，上述IMD的频率下的信号路径的插入损耗增大，IMD成分被抑制。
图2的(A)、图2的(B)、图2的(C)是表示与图1中示出的功率放大电路1的输入部连接的发送电路的例子的框图。
图2的(A)所示的发送电路具备基带发送信号电路BB、对该基带发送信号进行反傅里叶变换的IFFT电路IFFT、将反傅里叶变换后的信号变换为模拟信号的D/A变换器DAC、本地信号振荡器Lo、以及将D/A变换器DAC的输出信号与本地信号进行混合的混合电路MIX。在不进行载波聚合而仅发送单一的发送波的情况下，使用如该图2的(A)中示出那样的发送电路。
图2的(B)、图2的(C)是带内载波聚合模式下的发送电路的结构例。在图2的(B)所示的例子中，具备：基带发送信号发生电路BB1、BB2；对这些基带发送信号进行反傅里叶变换的IFFT电路IFFT1、IFFT2；将反傅里叶变换后的信号分别变换为模拟信号的D/A变换器DAC1、DAC2；本地信号振荡器Lo1、Lo2；将D/A变换器DAC1的输出信号与本地信号振荡器Lo1的输出信号进行混合的混合电路MIX1；将混合电路MIX1的输出信号与D/A变换器DAC2的输出相加的加法器ADD；以及将加法器ADD的输出信号与本地信号振荡器Lo2的输出信号进行混合的混合电路MIX2。在图2的(C)所示的例子中，具备：基带发送信号发生电路BB1、BB2L；对这些基带发送信号进行反傅里叶变换的IFFT电路IFFT1、IFFT2；将反傅里叶变换后的信号分别变换为模拟信号的D/A变换器DAC1、DAC2；本地信号振荡器Lo1、Lo2；将D/A变换器DAC1的输出信号与本地信号振荡器Lo1的输出信号进行混合的混合电路MIX1；将D/A变换器DAC2的输出信号与本地信号振荡器Lo2的输出信号进行混合的混合电路MIX2；以及将混合电路MIX1、MIX2的输出信号相加的加法器ADD。
在图2的(B)、图2的(C)中，例如基带发送信号发生电路BB1输出承载于初级CC即Primary CC(PCC)的载波的信号，基带发送信号发生电路BB2输出承载于次级CC即Secondary CC(SCC)的载波的信号。
这样，在带内载波聚合模式下，两个发送波被输入到图1中示出的功率放大电路1。
图3的(A)是表示在图1中示出的天线开关3仅将天线端口P0连接于输入输出端口P1时的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗IL0的频率特性以及成分载波CC的频谱的图。插入损耗IL0的频率特性与发送滤波器2的插入损耗的频率特性相等。在单一模式的情况下，一个成分载波CC以低插入损耗进行传输。
图3的(B)是表示在图1中示出的天线开关3仅将天线端口P0连接于输入输出端口P1的状态下、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。在本例中，大量的互调失真中的互调失真IMD3、IMD5进入发送滤波器2的通带内。
在图3的(B)中，用SEM表示的线是频谱发射模板(SEM)的标准的例子。在图3的(B)的例子中，出现在比两个成分载波PCC、SCC靠低频侧的位置的互调失真IMD5超过了SEM的线。也就是说，如果这样则不满足频谱发射模板(SEM)的标准。
在此，当用f0表示上述PCC的频率、用f1表示SCC的频率时，图3的(B)、图3的(C)中的两个互调失真IMD3中的低区侧的IMD3的频率是(2f0-f1)，高区侧的IMD3的频率是(2f1-f0)。另外，图3的(B)、图3的(C)中的两个互调失真IMD5中的低区侧的IMD5的频率是(3f0-2f1)，高区侧的IMD5的频率是(3f1-2f0)。同样地，还产生频率(4f0-3f1)、(4f1-3f0)的互调失真、比它们更高阶的互调失真，但是只要处于发送滤波器的通带外，这些互调失真就会被发送滤波器充分衰减。
图3的(C)是表示在与图3的(B)中示出的例子同样地互调失真IMD3、IMD5进入发送滤波器2的通带内的条件下、在图1中示出的天线开关3将天线端口P0连接于输入输出端口P1、P2这两方的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗IL1的频率特性以及带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱和互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。此外，在图3的(C)中，还叠加地表示了图3的(A)、图3的(C)中示出的插入损耗IL0。
图1中示出的天线开关3将天线端口P0连接于输入输出端口P1、P2这两方的状态是对从功率放大电路1至天线9的信号路径连接了匹配电路5的状态。匹配电路5是有意地使功率放大电路1与天线9之间的信号路径的阻抗失配的电路，因此从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗的频率特性产生脉动。在图3的(C)所示的例子中，在连接了匹配电路5时，在比两个成分载波PCC、SCC的频带靠高频的高频区和靠低频的低频区形成衰减区。也就是说，包含出现在比两个成分载波PCC、SCC靠低频侧的位置的互调失真IMD5、IMD3的频带的插入损耗变大。同样地，包含出现在比两个成分载波PCC、SCC靠高频侧的位置的互调失真IMD5、IMD3的频带的插入损耗变大。其结果，出现在比两个成分载波PCC、SCC靠低频侧的位置的互调失真IMD5低于SEM的线，从而满足频谱发射模板(SEM)的标准。此外，在图3的(C)的例子中，包含出现在比两个成分载波PCC、SCC靠高频侧的位置的互调失真IMD3的频带的插入损耗也变大。
这样，在带内载波聚合模式的情况下，只要匹配电路是针对进入通信带内的所述互调失真的频率成分来使信号路径的阻抗失配的特性，就容易单独地有效抑制在发送滤波器的通带内出现的互调失真成分。
预先知道由于图1中示出的天线开关3选择匹配电路5而在上述插入损耗的频率特性中产生的脉动。换言之，只要如下即可：确定匹配电路5的电路结构，使得当天线开关3选择匹配电路5时上述互调失真的水平满足频谱发射模板(SEM)的标准。
根据本实施方式，在带内载波聚合模式的情况下，针对进入发送滤波器的通带内的多个发送波的互调失真的频率成分，使天线与功率放大电路之间的信号路径的阻抗失配，由此互调失真的频率成分的插入损耗变大，从天线发送的互调失真的功率被抑制。
此外，无需反复叙述，图3的(A)、图3的(B)、图3的(C)所示的频谱是(后文所示的频谱也同样如此)一个例子。也有时由一个发送波使用一个成分载波内的全部资源块(RB)。
图4是表示上述匹配电路5的一例的、前端电路101A的框图。在本例中，由连接于天线开关3的输入输出端口P2与地之间的电感器L1构成匹配电路5。
图5是表示在图4中示出的前端电路101A中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。在图5中，插入损耗IL0是在天线开关3仅将天线端口P0连接于输入输出端口P1的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。另外，插入损耗IL1是在天线开关3将天线端口P0连接于输入输出端口P1、P2这两方的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。
在图5所示的例子中，PCC是2620MHz，SCC是2640MHz，约2600MHz与约2660MHz的IMD3下降了0.3dB。另外，约2580MHz与约2680MHz的IMD5下降了0.5dB。
这样，在带内载波聚合模式的情况下，匹配电路在比多个发送波的频带靠高频的高频区或靠低频的低频区形成衰减区。如果是这种特性，则容易抑制在两个成分载波PCC、SCC的两侧部出现的IMD3、IMD5等很多互调失真成分。
图6是表示上述匹配电路5的另一例的、前端电路101B的框图。在本例中，由连接于天线开关3的输入输出端口P2与地之间的电容器C1构成匹配电路5。
图7是表示在图6中示出的前端电路101B中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。在图7中，插入损耗IL0是在天线开关3仅将天线端口P0连接于输入输出端口P1的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。另外，插入损耗IL1是在天线开关3将天线端口P0连接于输入输出端口P1、P2这两方的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。
在图7所示的例子中，PCC是2520MHz，SCC是约2540MHz，约2500MHz与约2560MHz的IMD3下降了0.2dB。另外，约2590MHz的IMD5下降了0.4dB。
此外，如已经叙述过的那样，也可以是，在单一模式的情况下，匹配电路5被连接到上述信号路径，由此，使信号路径的阻抗在发送波的频率下匹配，在带内载波聚合模式的情况下，不使用匹配电路5，由此使信号路径的阻抗“失配”，上述IMD的频率下的信号路径的插入损耗增大，IMD成分被抑制。
《第二实施方式》
在第二实施方式中，示出发送滤波器的结构及匹配电路的结构与第一实施方式所示的发送滤波器的结构及匹配电路的结构不同的前端电路。
图8是第二实施方式所涉及的前端电路102A的框图。前端电路102A具备：功率放大电路1，其对规定频带的发送波进行功率放大；双工器2D，其使该功率放大电路1的输出信号中的规定的发送频带通过；双工器8D，其使规定频带的发送波和接收波通过；以及天线开关3，其将双工器2D、8D选择性地连接到天线9。
上述双工器2D包括发送滤波器2Tx和接收滤波器2Rx。同样地，双工器8D包括发送滤波器8Tx和接收滤波器8Rx。在本实施方式中，发送滤波器2Tx相当于本发明所涉及的“发送滤波器”。另外，双工器8D相当于本发明所涉及的“匹配电路”。
在图8中，天线端口P0与输入输出端口P1被连接，由此形成从功率放大电路1至天线9的信号路径。另外，通过天线端口P0与输入输出端口P1被连接并且天线端口P0与输入输出端口P3被连接，前端电路102A形成从功率放大电路1至天线9的信号路径，并且对该信号路径连接作为匹配电路的双工器8D。
图9是第二实施方式所涉及的另一前端电路102B的框图。前端电路102B具备：功率放大电路1，其对规定频带的发送波进行功率放大；发送波选择开关4，其将从该功率放大电路1输出的发送波分支到多个信号路径；双工器2D，其使规定的发送频带通过；发送滤波器8，其使从功率放大电路1输出的发送波中的规定的发送频带通过；以及天线开关3，其将双工器2D和发送滤波器8的输出选择性地提供给天线9。在发送滤波器8与天线开关3之间，构成了利用由两个电容器和一个电感器形成的π型CLC电路的匹配电路。
在使用双工器2D的发送滤波器2Tx的通带的带内载波聚合模式下，发送波选择开关4打开输入输出端口P2。在使用该双工器2D的通带的带内载波聚合模式下，上述发送滤波器8和上述π型CLC电路构成匹配电路5。
图10是表示在图9中示出的前端电路102B中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。在图10中，插入损耗IL0是在天线开关3仅将天线端口P0连接于输入输出端口P1的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。另外，插入损耗IL1是在天线开关3将天线端口P0连接于输入输出端口P1、P2这两方的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。
在图10所示的例子中，插入损耗IL1与插入损耗IL0相比，在两个成分载波PCC、SCC的低频区和高频区中插入损耗增大。由此，互调失真IMD3、IMD5的发送功率被抑制。
图11是第二实施方式所涉及的又一前端电路102C的框图。前端电路102C具备：功率放大电路1，其对规定频带的发送波进行功率放大；发送波选择开关4，其将从该功率放大电路1输出的发送波分支到多个信号路径；双工器2D，其使规定的发送频带通过；发送滤波器8，其使从功率放大电路1输出的发送波中的规定的发送频带通过；以及天线开关3，其将双工器2D和发送滤波器8的输出选择性地提供给天线9。在发送滤波器8与天线开关3之间，构成了利用由两个电感器和一个电容器形成的π型LCL电路的匹配电路。
在使用双工器2D的发送滤波器2Tx的通带的带内载波聚合模式下，发送波选择开关4打开输入输出端口P2。在使用该双工器2D的通带的带内载波聚合模式下，上述发送滤波器8和上述π型LCL电路构成匹配电路5。
图12是表示在图11中示出的前端电路102C中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。在图12中，插入损耗IL0是在天线开关3仅将天线端口P0连接于输入输出端口P1的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。另外，插入损耗IL1是在天线开关3将天线端口P0连接于输入输出端口P1、P2这两方的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。
在图12所示的例子中也是，插入损耗IL1与插入损耗IL0相比，在两个成分载波PCC、SCC的低频区和高频区中插入损耗增大。由此，互调失真IMD3、IMD5的发送功率被抑制。
《第三实施方式》
在第三实施方式中，示出具备结构与第一、第二实施方式所示的附加匹配电路不同的附加匹配电路的前端电路的例子。
图13是第三实施方式所涉及的前端电路103的框图。
前端电路103具备：功率放大电路1，其对规定频带的发送波进行功率放大；发送波选择开关4，其将从该功率放大电路1输出的发送波分支到多个信号路径；发送滤波器2，其使规定的发送频带通过；发送滤波器8，其使从功率放大电路1输出的发送波中的规定的发送频带通过；以及天线开关3，其将发送滤波器2、8的输出选择性地提供给天线9。在发送滤波器8与天线开关3之间，构成了利用由两个电容器和一个电感器形成的π型CLC电路的匹配电路。该匹配电路是发送滤波器8与天线开关3之间的阻抗匹配电路。
匹配电路5、发送滤波器8、利用π型CLC电路的匹配电路以及天线开关3构成附加匹配电路10。另外，前端电路103具备与天线开关3的输入输出端口P2连接的匹配电路5以及与发送波选择开关4的输入输出端口P3连接的匹配电路6。匹配电路6和发送波选择开关4构成附加匹配电路11。
天线开关3具有天线端口P0和多个输入输出端口P1、P2、P3。天线开关3在将从发送滤波器2输出的发送波提供给天线9时，将天线端口P0与输入输出端口P1连接。另外，在将从发送滤波器8输出的发送波提供给天线9时，将天线端口P0与输入输出端口P3连接。并且，天线开关3通过将天线端口P0与输入输出端口P1连接并且将天线端口P0与输入输出端口P2连接，来对从功率放大电路1至天线9的信号路径连接匹配电路5。
发送波选择开关4具有公共端口P0和多个输入输出端口P1、P2、P3。发送波选择开关4在将从功率放大电路1输出的发送波提供给发送滤波器2时，将公共端口P0与输入输出端口P1连接。另外，在将从功率放大电路1输出的发送波提供给发送滤波器8时，将公共端口P0与输入输出端口P2连接。并且，发送波选择开关4通过将公共端口P0与输入输出端口P1连接并且将公共端口P0与输入输出端口P3连接，来对从功率放大电路1至天线9的信号路径连接匹配电路6。
此外，不仅匹配电路5，图13中示出的前端电路103还将发送滤波器8兼用作匹配电路。也就是说，在发送波选择开关4没有选择输入输出端口P2的状态下，通过由天线开关3选择发送滤波器8，发送滤波器8被连接到从功率放大电路1至天线9的信号路径。通过这样，有意地使上述信号路径的阻抗失配。
此外，在图13中示出的例子中，将发送滤波器8兼用作匹配电路5以外的匹配电路，但是不限于发送滤波器，也可以将双工器、多工器兼用作匹配电路5以外的匹配电路。
图14是表示上述匹配电路5、6的一例的、前端电路103A的框图。在本例中，由连接于天线开关3的输入输出端口P2与地之间的电感器L1构成匹配电路5。另外，由连接于发送波选择开关4的输入输出端口P3与地之间的电感器L2构成匹配电路6。
图15是表示在图14中示出的前端电路103A中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。在图15中，插入损耗IL0是在天线开关3仅将天线端口P0连接于输入输出端口P1、且发送波选择开关4仅将公共端口P0连接于输入输出端口P1的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。另外，插入损耗IL1是在天线开关3将天线端口P0连接于输入输出端口P1、P2这两方、且发送波选择开关4将公共端口P0连接于输入输出端口P1、P3这两方的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。
在图15所示的例子中，插入损耗IL1与插入损耗IL0相比，在两个成分载波PCC、SCC的低频区和高频区中插入损耗大幅增大。由此，互调失真IMD3、IMD5的发送功率被充分抑制。
图16是将本实施方式的前端电路103A的特性与第一实施方式中示出的前端电路101A的特性进行了对比的图。图16中的插入损耗IL1与图15中示出的插入损耗IL1相同，图16中的插入损耗IL11与图5中示出的插入损耗IL1相同。
这样，不仅附加了图14中示出的匹配电路5，还附加了匹配电路6，由此能够使两个成分载波PCC、SCC的低频区和高频区的插入损耗进一步增大。
另外，如图16中表示的那样，带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频率下的插入损耗减少了。这样，通过连接匹配电路，还能够构成为不仅使互调失真的频带的插入损耗大而且减少成分载波的频带的插入损耗。
图17是表示上述匹配电路5、6的另一例的、前端电路103B的框图。在本例中，由连接于天线开关3的输入输出端口P2与地之间的电容器C1构成匹配电路5。另外，由连接于发送波选择开关4的输入输出端口P3与地之间的电容器C2构成匹配电路6。
图18是表示在图17中示出的前端电路103B中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。在图18中，插入损耗IL0是在天线开关3仅将天线端口P0连接于输入输出端口P1、且发送波选择开关4仅将公共端口P0连接于输入输出端口P1的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。另外，插入损耗IL1是在天线开关3将天线端口P0连接于输入输出端口P1、P2这两方、且发送波选择开关4将公共端口P0连接于输入输出端口P1、P3这两方的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。
在图18所示的例子中，插入损耗IL1与插入损耗IL0相比，在两个成分载波PCC、SCC的低频区和高频区中插入损耗大幅增大。由此，互调失真IMD3、IMD5的发送功率被充分抑制。
《第四实施方式》
在第四实施方式中，示出具备结构与此前的实施方式所示的附加匹配电路不同的附加匹配电路的前端电路的例子。
图19是第四实施方式所涉及的前端电路104A的框图。在本例中，由连接于天线开关3的输入输出端口P2与地之间的电感器L1、连接于天线开关3的输入输出端口P1与输入输出端口P4之间的电容器C1、以及天线开关3构成附加匹配电路10。
在单一模式的情况下，天线开关3仅将天线端口P0连接于输入输出端口P1。在带内载波聚合模式的情况下，天线开关3不将天线端口P0连接于输入输出端口P1，而是将天线端口P0连接于输入输出端口P2、P4这两方。
因而，在带内载波聚合模式的情况下，电容器C1串联地插入到发送波的信号路径，电感器L1并联地连接于信号路径与地之间。
图20是表示在图19中示出的前端电路104A中、在带内载波聚合模式下的两个成分载波PCC、SCC的频谱以及互调失真IMD3、IMD5的频谱的图。在图20中，插入损耗IL0是在天线开关3仅将天线端口P0连接于输入输出端口P1的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。另外，插入损耗IL1是在天线开关3将天线端口P0连接于输入输出端口P2、P4的状态下的、从功率放大电路1的输出至天线开关3的天线端口P0为止的信号路径的插入损耗。
在图20所示的例子中，插入损耗IL1与插入损耗IL0相比，在两个成分载波PCC、SCC的低频区和高频区中插入损耗增大。由此，互调失真IMD3、IMD5的发送功率被充分抑制。
图21是第四实施方式所涉及的另一前端电路104B的框图。在本例中，由连接于天线开关3的输入输出端口P2与地之间的电容器C1、连接于天线开关3的输入输出端口P1与输入输出端口P4之间的电感器L1、以及天线开关3构成附加匹配电路10。
在单一模式的情况下，天线开关3仅将天线端口P0连接于输入输出端口P1。在带内载波聚合模式的情况下，天线开关3不将天线端口P0连接于输入输出端口P1，而是将天线端口P0连接于输入输出端口P2、P4这两方。
因而，在带内载波聚合模式的情况下，电感器L1串联地插入到发送波的信号路径，电容器C1并联地连接于信号路径与地之间。
此外，在图21中示出的例子中，在发送滤波器2的前级插入有电感器L01，在发送滤波器2的后级插入有电感器L02。电感器L01、L02在从功率放大电路1输出的成分载波(CC)的频带中实现阻抗匹配。
《第五实施方式》
在第五实施方式中，示出匹配电路的结构与此前的实施方式所示的匹配电路的结构不同的前端电路。
图22的(A)是第五实施方式所涉及的前端电路105A的框图，图22的(B)是第五实施方式所涉及的另一前端电路105B的框图。
在图22的(A)所示的例子中，由与天线开关3的输入输出端口P3连接的开关13、连接于开关13的输入输出端口P1、P2、P3与地之间的利用电抗元件的匹配电路5A、5B、5C构成附加匹配电路10。开关13同时选择匹配电路5A、5B、5C中的任一个匹配电路、或者匹配电路5A、5B、5C中的多个匹配电路。开关13是本发明所涉及的“将多个匹配电路选择性地连接的电路”的例子。这样，匹配电路可以是多个。而且，也可以通过对信号路径连接匹配电路的连接数量来调整失配的程度。
这样，构成为将多个匹配电路选择性地连接到信号路径，由此能够将匹配特性在三种特性以上的多种特性之间进行切换，能够选择更适合的匹配特性以增大通信带内的互调失真的频带中的插入损耗。
在图22的(B)所示的例子中，由连接于天线开关3的输入输出端口P3与地之间的利用可变电抗元件的匹配电路5构成附加匹配电路10。匹配电路5由根据从外部提供的控制信号CNT来设定电抗的可变电抗电路构成。这样，也可以是，通过根据控制信号设定与信号路径连接的电抗，来调整失配的程度。
这样，利用可变电抗电路来构成匹配电路，由此能够将匹配特性在多种特性之间进行切换，能够选择更适合的匹配特性以增大通信带内的互调失真的频带中的插入损耗。
最后，上述的实施方式的说明在所有方面都是例示性的而不是限制性的。对于本领域技术人员来说，能够适当地进行变形和变更。本发明的范围是由权利要求书表示，而不是由上述的实施方式表示。并且，本发明的范围包括与权利要求书等同的范围内的基于实施方式的变更。
例如，在以上的各实施方式所示的例子中，示出了以下例子：在将匹配电路5、6连接到信号路径时，在比两个成分载波PCC、SCC的频带靠高频的高频区和靠低频的低频区这两方形成衰减区。也就是说，示出了以下例子：包含出现在上述低频侧的互调失真的频带的插入损耗变大，包含出现在上述高频侧的互调失真的频带的插入损耗变大。但是本发明不限于此，也可以是，在将匹配电路连接到信号路径的状态下，在比两个成分载波PCC、SCC的频带靠高频的高频区和靠低频的低频区中的一方形成衰减区。也就是说，也可以构成为：特别使包含出现在上述低频侧的互调失真的频带以及包含出现在上述高频侧的互调失真的频带中的一方的插入损耗变大。
附图标记说明
ADD：加法器；BB、BB1、BB2：基带发送信号发生电路；C1、C2：电容器；CNT：控制信号；DAC、DAC1、DAC2：D/A变换器；IFFT、IFFT1、IFFT2：IFFT电路；IL0、IL1、IL11：插入损耗；IMD3、IMD5：互调失真；L01、L02：电感器；L1、L2：电感器；Lo1、Lo2：本地信号振荡器；MIX、MIX1、MIX2：混合电路；P0：天线端口、公共端口；P1、P2、P3、P4：输入输出端口；PCC、SCC：成分载波；1：功率放大电路；2：发送滤波器；2D：双工器；2Rx：接收滤波器；2Tx：发送滤波器；3：天线开关；4：发送波选择开关；5、6：匹配电路；5A、5B、5C：匹配电路；6：匹配电路；7：功率放大电路；8：发送滤波器；8D：双工器；8Rx：接收滤波器；8Tx：发送滤波器；9：天线；10、11：附加匹配电路；13：开关；101、101A、101B：前端电路；102A、102B、102C：前端电路；103、103A、103B：前端电路；104A、104B：前端电路；105A、105B：前端电路。

Claims (7)

1.一种前端电路，在带内载波聚合模式与单一模式之间切换，在所述带内载波聚合模式下，同时发送包含于单一的通信带内的频带不同的多个发送波，在所述单一模式下，发送包含于所述单一的通信带的1个频带的发送波，并且，在所述带内载波聚合模式的情况下，由于所述多个发送波而产生的多个互调失真的一部分互调失真的频率成分进入所述通信带内，所述前端电路具备：
功率放大电路，其对所述多个发送波进行功率放大；
发送滤波器，其设置于从所述功率放大电路至天线的信号路径，使所述功率放大电路的输出信号中的规定的发送频带通过；
匹配电路；以及
开关，其根据是所述带内载波聚合模式还是所述单一模式，来切换是否对所述信号路径连接所述匹配电路，
其中，所述开关和所述匹配电路使所述带内载波聚合模式下的所述通信带内的互调失真的频带中的插入损耗比所述单一模式下的所述通信带内的互调失真的频带中的插入损耗大。
2.根据权利要求1所述的前端电路，其特征在于，
所述开关在所述单一模式的情况下不连接所述匹配电路，在所述带内载波聚合模式的情况下连接所述匹配电路。
3.根据权利要求2所述的前端电路，其特征在于，
在所述带内载波聚合模式的情况下，所述匹配电路在比所述多个发送波的频带靠高频的高频区或靠低频的低频区形成衰减区。
4.根据权利要求2所述的前端电路，其特征在于，
在所述带内载波聚合模式的情况下，所述匹配电路针对进入所述通信带内的所述互调失真的频率成分，使所述信号路径的阻抗失配。
5.根据权利要求1～4中的任一项所述的前端电路，其特征在于，
所述匹配电路由多个匹配电路构成，具备将所述多个匹配电路选择性地连接到所述信号路径的电路。
6.根据权利要求1～5中的任一项所述的前端电路，其特征在于，
所述匹配电路是可变电抗电路。
7.根据权利要求1～6中的任一项所述的前端电路，其特征在于，
所述匹配电路是与所述发送滤波器不同的、在除所述带内载波聚合模式和所述单一模式以外的模式下使用的发送滤波器。
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