CN112311258A - 电压转换电路 - Google Patents

Abstract

一种电压转换电路，包含桥式整流器、齐纳二极管、第一晶体管及第二晶体管，其中，齐纳二极管电性连接于第一晶体管和第二晶体管之间。

Description

电压转换电路

技术领域

本发明是有关于一种电压转换电路与相关的应用，且特别是有关于一种将交流电压转换成直流电压的电路设计。

背景技术

目前常用市电为110V(或220V)/60Hz的交流电压(AC)，而一般电路中控制IC的操作电压是3.3-12V的直流电压(DC)，因此需要将市电降压整流成IC能使用的电源。传统上使用CMOS做成的交流-直流电压转换电路会有高损耗，且电路元件数多，因此造成交流-直流电压转换电路有转换效率不佳及体积大等问题。

发明内容

本发明是公开一种电压转换电路，包括桥式整流器、第一晶体管、第二晶体管以及齐纳二极管。第一晶体管具有第一端点、第二端点以及第三端点，第二晶体管具有第一端点以及第二端点，且第一晶体管的第三端点和第二晶体管的第二端点经由齐纳二极管电性连接。第一晶体管的第一端点和第二晶体管的第一端点与桥式整流器电性连接，第一晶体管的第二端点和第二晶体管的第一端点电性连接。

附图说明

图1A为本发明一实施例的电压转换电路的示意图。

图1B显示交流输入电源转换成直流电源地电压波形图。

图2为本发明另一实施例的电压转换电路的示意图。

图3为本发明另一实施例的电压转换电路的示意图。

图4为本发明另一实施例的电压转换电路的示意图。

图5为本发明另一实施例的电压转换电路的示意图。

图6为本发明另一实施例的电压转换电路的示意图。

图7为本发明一实施例的智能照明电路的方块示意图。

图8A为本发明一实施例的智能照明电路的示意图。

图8B显示图8A中直流电源VDC-IN的电压波形14、充电电流ILDO的电流波形16、充电电流ICHG-D13的电流波形19、以及电流ILED的电流波形18。

图9A为依据本发明所实施的封装好的集成电路MOD；

图9B显示集成电路MOD的符号。

图10为集成电路MOD的封装内部结构。

图11为集成电路MOD的底部管脚配置图。

图12为依据本发明所实施的电压转换电路。

图13为依据本发明所实施的电压转换电路。

图14显示依据本发明所实施的智能插座的电路。

图15显示依据本发明所实施的智能插座的电路。

图16显示依据本发明所实施的智能插座的电路。

图17显示照明电路。

图18A为依据本发明所实施的定功率照明电路。

图18B显示电压波形DC110与DC220，电流波形ILED110与ILED220。

图18C为依据本发明所实施的定功率照明电路。

图19A为依据本发明所实施的可调光的照明电路。

图19B为依据本发明所实施的可调光的照明电路。

图20为依据本发明所实施的照明电路。

图21A为依据本发明所实施的可调光的照明电路。

图21B为依据本发明所实施的可调光的照明电路。

图22A为依据本发明所实施的可调光的照明电路。

图22B为依据本发明所实施的可调光的照明电路。

图23显示电位转换器以及周遭相关电路。

图24为依据本发明所实施的智能照明电路。

图25为图24的智能照明电路的详细电路的实施例。

具体实施方式

图1A为根据本发明实施例的一种将交流电压(AC)转换成直流电压(DC)的电压转换电路100，主要目的在于经由接点Vout提供具有稳定的输出电压的输出电源，供应给其他电路。在此电压转换电路100中，具有桥式整流器101，电阻R1和R2，晶体管Q1和Q2，齐纳二极管D1以及电容C1。晶体管Q1可以是双极结晶体管(bipolar junction transistor；BJT)，更具体来说是一NPN双极性晶体管。晶体管Q2可以是高电子迁移率场效晶体管(highelectron mobility transistor；HEMT)，更具体来说是耗尽型高电子迁移率场效晶体管(Depletion-mode HEMT)。晶体管Q1具有基极B、集电极C和射极E，晶体管Q2具有栅极G、漏极D和源极S。集电极C和漏极D与桥式整流器101电性连接，栅极G与集电极C电性连接。齐纳二极管D1的阴极电性连接至接点Vout，齐纳二极管D1的阳极电性连接至晶体管Q1的基极B。

桥式整流器101包含有四个整流二极管D2-D5。在一实施例中，整流二极管D2-D5可以都是肖特基二极管(Schottky Barrier Diode；SBD)。桥式整流器101将交流输入电源VAC-IN整流，用以产生直流电源VDC-IN以及接地电压。举例来说，交流输入电源VAC-IN可以是110VAC、220VAC或230VAC的市电。接地电压做为整个电压转换电路100中0V的参考电位。

图1B显示交流输入电源VAC-IN的电压波形11及直流电源VDC-IN的电压波形12。举例来说，交流输入电源VAC-IN是220VAC，为一正弦波。桥式整流器101提供全波整流，将电压波形11中电压值为负的部分转变成正，如同电压波形12所示。时段TP1表示直流电源VDC-IN的电压上升的时段，时段TP2表示直流电源VDC-IN的电压下降的时段。

晶体管Q2经由栅极G接收直流电源VDC-IN的电压，使得栅极G与源极S之间的电压大于晶体管Q2的阈值电压，晶体管Q2被导通(turn-on)并产生由漏极D流向源极S的电流。直流电源VDC-IN因此可经由电阻R2及晶体管Q2对电容C1充电，并造成接点Vout的输出电压上升。电阻R2可以用来限制流经晶体管Q2的最大电流。随着接点Vout的输出电压上升到一预定电压，且此预定电压足够让齐纳二极管D1击穿(breakdown)时，接点Vout的输出电压可以造成晶体管Q1导通，进而让接地电压(Ground potential，通常为0伏特)经由晶体管Q1被施加至晶体管Q2的栅极G，使得晶体管Q2被关闭(turn-off)。所以直流电源VDC-IN无法再继续对电容C1充电，如此可以达到电容C1被充电到一预定电压(即让齐纳二极管D1击穿且晶体管Q1导通时的电压)时，便不再对其充电，达到提供稳定的输出电压的功效。

图2为根据本发明另一实施例的一种将交流电压(AC)转换成直流电压(DC)的电压转换电路200，主要目的在于接点Vout提供稳定的一输出电压。电压转换电路200具有桥式整流器101，电阻R1和R2，晶体管Q1和Q2，齐纳二极管D1以及一电容C1。齐纳二极管D1的阴极电性连接至一接点Vout，齐纳二极管D1的阳极电性连接至晶体管Q1的基极B。电压转换电路200还包含一分压电路201，分压电路201包含电阻R3及电阻R4。图2与图1A相同或是相似之处可由先前的教导而得知，不再累述。

与图1A的电压转换电路100相较之下，图2的电压转换电路200还具有分压电路201。分压电路201包含彼此串联的电阻R3及电阻R4，其中的电阻R3的一端点与直流电源VDC-IN电性连接，电阻R4的一端点电性连接至接地电压，一接点202与电阻R3的另一端点及电阻R4的另一端点电性连接且位于电阻R3及电阻R4之间，接点202电性连接至晶体管Q1的基极B。接点202的电压值由电阻R3及电阻R4的电阻值决定，例如，当电阻R3为10K欧姆，电阻R4为7K欧姆时，则接点202电压值为7/17×(直流电源VDC-IN的电压)。因此，与接点202电性连接的基极B的电压也会被施加7/17×(直流电源VDC-IN的电压)的电压。当直流电源VDC-IN由低电压往高电压上升时，此时基极B的电压也会伴随直流电源VDC-IN的电压上升而上升。当直流电源VDC-IN的电压上升到一高电压时，基极B的电压也上升而使得晶体管Q1被导通，而让晶体管Q2的栅极G经由导通的晶体管Q1接收到接地电压，造成晶体管Q2被关闭(turn-off)。如同前述电压转换电路100的操作流程，由于晶体管Q2被关闭，直流电源VDC-IN无法再继续对电容C1充电。如此可以达到在直流电源VDC-IN上升到较高电压时不对电容C1充电的效果，以防止晶体管Q2因过高的漏源压(drain-to-source voltage)且通过大电流而烧坏。换言之，电压转换电路200可以调整设计来在直流电源VDC-IN的电压波谷附近供电，而在直流电源VDC-IN的电压波峰停止供电。这功能在此称作波谷供电。至于直流电源VDC-IN的电压超过多少电压转换电路200就停止，可以由电阻R3及电阻R4的电阻比例所设定。

图3为根据本发明另一实施例的一种将交流电压(AC)转换成直流电压(DC)的电压转换电路300。电压转换电路300具有桥式整流器101，电阻R1和R2，晶体管Q1和Q2，齐纳二极管D1以及电容C1。电压转换电路300还包含一可调分压电路301，可调分压电路301包含可变电阻R5及电阻R6。齐纳二极管D1的阳极电性连接至晶体管Q1的基极B，齐纳二极管D1的阴极经由可变电阻R5电性连接至接点Vout。图3与图1A、2相同或是相似之处可由先前的教导而得知，不再累述。

电压转换电路300主要目的在于经由接点Vout提供稳定的输出电压，且这输出电压可由选择可变电阻R5及电阻R6所设定。从另一个角度来说，电压转换电路300用以提供输出电源，供电给相连接的负载。

晶体管Q2经由栅极G接收直流电源VDC-IN的电压而导通(turn-on)，并产生由漏极D流向源极S的电流，使得直流电源VDC-IN可经由电阻R2及晶体管Q2对电容C1充电并造成接点Vout电压上升，而接点Vout的电压经由可调分压电路301施加至齐纳二极管D1的阴极。接点302的电压由可变电阻R5及电组R6的电阻值决定，例如，当可变电阻R5为10K欧姆，电阻R6为10K欧姆时，则接点302的电压值为1/2×(接点Vout的电压)。因此，与接点302相连的齐纳二极管D1的阴极也会被施加1/2×(接点Vout的输出电压)。当接点Vout的输出电压上升时，接点302的电压同样也会上升。当接点302的电压上升到足够让齐纳二极管D1击穿时(breakdown)，此时接点302的电压会经由齐纳二极管D1施加到晶体管Q1的基极B，并使得晶体管Q1导通。由于晶体管Q1被导通，使得晶体管Q2的栅极G经由晶体管Q1承受接地电压(Ground potential，通常为0伏特)并造成晶体管Q2被关闭(turn-off)，所以直流电源VDC-IN无法再继续对电容C1充电。

由于可变电阻R5的电阻值是可调的，因此可藉由调整可变电阻R5与电阻R6之间的电阻值比例来改变接点302的电压，藉以用来设定接点Vout所期望的输出电压。例如，当可变电阻R5为10K欧姆，电阻R6为10K欧姆时，则接点302的电压值为1/2*(接点Vout的电压)；当可变电阻R5调整为5K欧姆，电阻R6为10K欧姆时，则接点302的电压值为2/3*(接点Vout的输出电压)。由于齐纳二极管D1的击穿电压维持不变，因此可藉由调整可变电阻R5的电阻，来改变齐纳二极管D1击穿时的接点Vout的输出电压。因此，电压转换电路300可以通过改变可变电阻R5，在接点Vout的电压达到预设的电压值后停止对电容C1充电。

在另一实施例中，参考图3，电压转换电路300中不具有齐纳二极管D1，且接点302直接与晶体管Q1的基极B连接。而接点302的电压值则根据可调分压电路301中可变电阻R5及电阻R6的电阻值调整，具体而言，接点302的电压值为接点Vout的电压*(R6/(R5+R6))。当接点Vout的输出电压上升到使接点302的电压等于晶体管Q1的导通电压(通常是晶体管Q1的基极和射极的电位差为0.4～0.7V)时，晶体管Q1被导通，并且让晶体管Q2的栅极G的电压被晶体管Q1所拉低，进一步造成晶体管Q2被关闭。所以直流电源VDC-IN无法再继续对电容C1充电，以达到对电容C1充电到一电压值时，便不再对电容C1充电，达到提供稳定输出电压的功效。

在另一实施例中，参考图3，电压转换电路300中的齐纳二极管D1被置换为另一二极管，此二极管的阳极与接点302连接，此二极管的阴极与晶体管Q1的基极B连接。接点302的电压值则根据可调分压电路301中可变电阻R5及电阻R6的电阻值调整，具体而言，接点302的电压值为接点Vout的电压*(R6/(R5+R6))。当接点Vout的电压上升到使接点302的电压等于晶体管Q1的导通电压(通常是晶体管Q1的基极和射极的电位差为0.4～0.7V)加上二极管的顺向导通电压(通常为0.7V)时，晶体管Q1被导通，并且让晶体管Q2的栅极G经由晶体管Q1承受接地电压，进一步造成晶体管Q2被关闭。所以直流电源VDC-IN便无法再继续对电容C1充电，以达到对电容C1充电到一电压值时，便不再对电容C1充电，达到提供稳定输出电压的功效。

图4为根据本发明另一实施例的一种将交流电压(AC)转换成直流电压(DC)的电压转换电路400。电压转换电路400具有桥式整流器101，电阻R2、R7和R8，晶体管Q3，齐纳二极管D1，二极管D6以及电容C1。晶体管Q3可以是高电子迁移率场效晶体管(high electronmobility transistor；HEMT)，更具体来说是耗尽型高电子迁移率场效晶体管(Depletion-mode HEMT)。二极管D6的阳极、齐纳二极管D1的阴极、电阻R7的一端以及晶体管Q3的源极共同电性连接至接点401。电阻R7的另一端、电阻R8的一端以及晶体管Q3的栅极共同电性连接至接点402。二极管D6的阴极和电容C1的一端电性连接至接点Vout。图4与先前的实施例相同或是相似之处可由先前的教导而得知，不再累述。

在此实施例中，晶体管Q3被导通并使得直流电源VDC-IN经由电阻R2、晶体管Q3、二极管D6以及电容C1构成的导电路径对电容C1充电。接点401的电压伴随着直流电源VDC-IN的电压上升而上升，随着接点401的电压上升并造成齐纳二极管D1击穿时，接点401的电压被固定在齐纳二极管D1的击穿电压，进一步造成接点Vout的电压也会被固定在一预定电压。换句话说，齐纳二极管D1对接点Vout有限压功能，预防接点Vout的输出电压不会超过预定电压值，提供过高压防护(over-voltage protection，OVP)。

晶体管Q3的Vgs电压(栅极和源极的电位差)会决定晶体管Q3是否导通。在电压转换电路400中，Vgs电压是接点401和接点402的电位差，而接点401的电压值V401，接点402的电压值V402为V401*R8/(R7+R8)，因此Vgs电压为V402-V401＝-V401*R7/(R7+R8)。当直流电源VDC-IN的电压上升时，接点401的电压值V401也会伴随上升；当电压值V401上升到一电压值时，Vgs也成为一足够大的负电压并造成晶体管Q3被关闭，达到电压值V401上升至一高电压时不对电容C1充电的效果。因此，选用电阻R7和R8可以用来设定电压值V401，等同设定了接点Vout的输出电压，而使得输出电源具有稳定的电压。

图5为根据本发明另一实施例的一种将交流电压(AC)转换成直流电压(DC)的电压转换电路500。电压转换电路500具有桥式整流器101，电阻R1，晶体管Q3，齐纳二极管D7及D8以及电容C1。图5与先前的实施例相同或是相似之处可由先前的教导而得知，不再累述。电压转换电路500主要目的在于接点Vout提供稳定的一输出电压，且这一输出电压可由齐纳二极管D8所设定，而齐纳二极管D7提供过高压保护(OVP)。

在电压转换电路500中，齐纳二极管D8大约是处于击穿状态，其跨压为击穿电压VBD8。接点Vout上的输出电压大约会被限定在击穿电压VBD8减去晶体管Q3的阈值电压，所以大约为一个定值，由击穿电压VBD8所设定。齐纳二极管D7可以选择，使其在接点Vout上的输出电压过高时击穿，预防晶体管Q3或齐纳二极管D8故障时，导致输出电压过高的情形，提供过高压保护(OVP)。

图6为根据本发明另一实施例的一种将交流电压(AC)转换成直流电压(DC)的电压转换电路600。电压转换电路600具有桥式整流器101，分压电路201和601，电阻R1，晶体管Q1和Q2，齐纳二极管D1和D11，二极管D9和D10以及一电容C1。分压电路201包含电阻R3及电阻R4，分压电路601包含电阻R5及电阻R6。图6与先前的实施例相同或是相似之处可由先前的教导而得知，不再累述。

电压转换电路600主要目的在于接点Vout提供稳定的输出电压，且这输出电压可由电阻R5与R6所构成的分压电路601所设定。

齐纳二极管D11与D1提供过高压保护(OVP)。当接点Vout的输出电压因为异常而开始飘高到一预设程度时，齐纳二极管D11与D1其中任一都可以击穿，进而钳制接点Vout的输出电压。

分压电路201(由电阻R3与R4所构成)以及相关的连接，则提供波谷供电的功能。当直流电源VDC-IN的电压超过电阻R3及电阻R4所设定的一预设值时，电压转换电路600就停止对接点Vout(或者说对输出电源)供电。

二极管D9和D10是防止当直流电源VDC-IN处于低电压时，接点Vout的输出电压回灌到直流电源VDC-IN。

图7为将本发明的电压转换电路应用在智能照明电路700的一实施例。在智能照明电路700中，包含电压转换电路701、去频闪电路(Flicker reduction circuit)702、定电流电路703、无线模组704、回充电路708、电位转换器(level shifter)709以及光源706。

电压转换电路701可以为前述电压转换电路100、200、300、400、500或600其中之一，大致上包含有桥式整流器101以及线性稳压器(low dropout linear regulator，LDO)710。电压转换电路701提供直流电源VDC-IN，并在接点Vout(或者说对输出电源)提充稳定预设的输出电压，作为无线模组704的输入电源。举例来说，如果电压转换电路701是前述电压转换电路100，那线性稳压器710大约就是电压转换电路100中桥式整流器101之外的电路。

无线模组704可以为蓝牙模组或者为WIFI模组。光源706可以由多个相同或者不同尺寸的发光二极管串联而成。在一实施例中，光源706为可承受高压(high voltage)的光源。在一实施例中，无线模组704可接收外部控制讯号以产生脉冲宽度调制信号(PulseWidth Modulation，PWM)705，也就是一调光信号。定电流电路703接收此脉冲宽度调制信号705。光源706的发光强度可以通过调整脉冲宽度调制信号705的频率及脉波宽度来改变，也就是调光(dimming)。

电位转换器709可以将脉冲宽度调制信号705转换为具有适当电压水平的调光信号，给予定电流电路703。举例来说，脉冲宽度调制信号705为逻辑”0”时，脉冲宽度调制信号705的电压水平为0V，而电位转换器709据以在接点PM产生8V的调光信号；当脉冲宽度调制信号705为逻辑”1”时，脉冲宽度调制信号705的电压水平为3.3V，而电位转换器709据以在接点PM产生4V的调光信号。在其他实施例中，电位转换器709可以省略，如果脉冲宽度调制信号705的电压水平可以直接被定电流电路703所接受。

智能照明电路700还包含回充电路708，其提供一回充电路径707，使得定电流电路703中的电流，可通过回充电路径707，对电压转换电路701或是无线模组704供电，藉以提升整体电路的功率因数(Power factor)。举例来说，当脉冲宽度调制信号705使得光源706发光时，回充电路708可以将流过光源706的部分或是全部电流，对电压转换电路701的输出电源充电或是无线模组704供电。

表一

如表一所示，照明电路1代表智能照明电路700省略无线模组704和回充电路径707的电路实施例，照明电路2代表智能照明电路700中省略回充电路径707的电路实施例，照明电路3代表智能照明电路700。从表一可以得知，照明电路1的功率因数最高，具有无线模组704的照明电路2整体电路的功率因数降低。原因可能在于线性稳压器710具有波谷充电的功能，在直流电源VDC-IN在最低的电压波谷附近才抽取电流，这刚好损害了功率因数。照明电路3(即智能照明电路700)藉由回充电路径707提升了因为加入了无线模组704而下降的功率因数。更具体地来说，当直流电源VDC-IN的电压值在最高的电压波峰附近时，回充电路708会对电压转换电路701或是无线模组704供电，因此降低了前述波谷充电对于功率因数的损害。

图8A为智能照明电路700的详细电路的一实施例。智能照明电路800包含电压转换电路701、去频闪电路702、定电流电路703、无线模组704以及光源706。在智能照明电路800中，电压转换电路701是采用电压转换电路600的电路结构，详细电压转换操作请参考图6与相关段落的描述。接点Vout(输出电源)可做为无线模组704的输入电源。直流电源VDC-IN经由二极管D12和去频闪电路702供电给光源706，二极管D12可以防止当直流电源VDC-IN的电压处于低电压时，光源706与去频闪电路702相接的端点的电压高于直流电源VDC-IN的电压造成电流回灌到直流电源VDC-IN。

去频闪电路702具有并联电容C2和电阻R9组成的滤波器，跟光源706相电连接。去频闪电路702并包含电阻R10、R11、电容C3、齐纳二极管D14与晶体管Q4，晶体管Q4可以是一高电子迁移率晶体管或一金属氧化物半导体场效晶体管(Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor，MOSFET)。在一实施例中，晶体管Q4为增强型高电子迁移率场效晶体管(enhancement-mode HEMT)。其中，晶体管Q4的栅极所接收的电压由电阻R10与R11的分压决定，或是由齐纳二极管D14的跨压所决定，而电容C3则是用于储存电荷以稳定晶体管Q4的栅极所承受的电压。具体而言，当交流输入电源VAC上升的时候，电阻R10、R11之间的电压上升，而晶体管Q4的栅极所接收的电压也随着上升。直到电阻R10、R11之间的电压上升到足以让齐纳二极管D14击穿时，晶体管Q4的漏极与栅极之间的跨压，便被固定在齐纳二极管D14击穿时的电压，并让齐纳二极管D14两端的电压差固定在定值。也就是说，当齐纳二极管D14击穿时，晶体管Q4被操作在预定的电压范围内，且通过晶体管Q4的电流被限制在一预定的电流范围内，例如通过晶体管Q4的电流的最大值与最小值相差小于最小值的5％。搭配电容C3，更能减少通过晶体管Q4的电流的变动，藉此稳定流经光源706的电流，避免高电压时的峰值抖动造成的光线闪烁情形。

通过改变电阻R10与R11，可以调整去频闪电路702启动的条件。同样以交流输入电源VAC为110VAC，光源706的启动电压为80V、光源706的击穿电压为120V，并且齐纳二极管D14的击穿电压为18V为例。在一实施例中，调整电阻R10、R11让交流输入电源VAC的电压达到光源706启动的电压(80V)与齐纳二极管D14击穿电压(18V)的总和的98V时去频闪电路702被启动，且去频闪电路702内的齐纳二极管D14击穿且晶体管Q4被导通，以稳定流经光源706的电流而避免光线闪烁。在另一实施例中，当交流输入电源VAC的电压达到光源706导通的电压(120V)与齐纳二极管D14击穿电压(18V)的总和的138V时，晶体管Q4依据调整电阻R10、R11的分压值被导通。换句话说，交流输入电源VAC的电压达到光源706导通的电压(120V)与齐纳二极管D14击穿电压(18V)的总和的138V时，去频闪电路702启动。另一方面，通过齐纳二极管D14的设置，让晶体管Q4的漏极收到的电压波动不会直接反映到光源706之上，以减少光源706所接收到的电流纹波(ripple)的大小，避免纹波造成的异常闪烁。去频闪电路702也能应用在其他实施例中，例如与电压转换电路100、200、300、400或500相连接，并一起应用于发光装置内与发光装置内的光源相连以减少光源所接收到的电流的纹波。

在一实施例中，定电流电路703具有晶体管Q5-Q6，电阻R13。回充电路708具有二极管D13、电阻R12与齐纳二极管D15。电位转换器709具有电阻R14与R15、以及晶体管Q7。晶体管Q5可以是高电子迁移率场效晶体管(high electron mobility transistor；HEMT)，更具体来说是耗尽型高电子迁移率场效晶体管(Depletion-mode HEMT)，晶体管Q5在定电流电路703中可做为光源706的定电流源。晶体管Q6可以是双极结晶体管(bipolar junctiontransistor；BJT)，更具体来说是PNP双极性晶体管。晶体管Q7可以是双极结晶体管(bipolar junction transistor；BJT)，更具体来说是NPN双极性晶体管。晶体管Q7的基极连接到脉冲宽度调制信号705，当脉冲宽度调制信号705处于高电压水平(例如3.3V)时晶体管Q7被导通，此时晶体管Q6的基极上的电压被晶体管Q7所拉低，使得晶体管Q6也被导通，更造成流经光源706和晶体管Q5的电流流经晶体管Q6和Q7构成的电流路径。其中，流经晶体管Q6的电流更可经由二极管D13(回充电路径707)对电容C1充电或是对无线模组704供电，以提升电路800的功率因数。相对地，当脉冲宽度调制信号705处于无法导通晶体管Q7的低电压水平时，例如脉冲宽度调制信号705为0伏特时，晶体管Q7被关闭，此时晶体管Q6的基极电压与射极电压的电压差低于晶体管Q6的导通门槛电压，因此晶体管Q6不导通，此时电流ILED的电流值趋近于0安培，或者可以视为无电流流经光源706，光源706不发光。

图8B显示图8A中直流电源VDC-IN的电压波形14、流经二极管D10与晶体管Q2的充电电流ILDO的电流波形16、流经二极管D13的充电电流ICHG-D13的电流波形19、以及流经光源706的电流ILED的电流波形18。需先说明的是，图8B仅用于示意各个参数的相对时序，并非用以限制真实的电压波形或是电流波形。

请同时参阅图8A与图8B。如图8B所示，时间点t1到t2之间，以及时间点t5到t6之间，直流电源VDC-IN的电压值较低的波谷时段，电压转换电路701中的晶体管Q2会导通，产生不为0的充电电流ILDO，对电容C1充电或是对无线模组704供电，如同电流波形16所示。

当直流电源VDC-IN的电压足够高，如图8B所示，时间点t3到t4之间的波峰时段，光源706发光，定电流电路703工作。在此实施例中，如同电流波形18所示，电流ILED在时间点t3到t4之间近似定电流，但并不以此为限，后续系以其他实施例说明。

光源706发光时，流经二极管D13的充电电流ICHG-D13不为0，如同电流波形19所示。充电电流ICHG-D13可以用来对电压转换电路701中的电容C1充电或是对无线模组704供电，稳定接点VOUT(输出电源)上的输出电压。在一实施例中，接点Vout上的电压水平或者说前述输出电源的电压水平被期望落在一个预设的电压值区间。充电电流ICHG-D13不大于驱动光源706发光的电流ILED，这是因为当接点VOUT上的输出电压够高时，一部分的电流ILED，会流过齐纳二极管D15，没有对电容C1充电或是没有对无线模组704供电。在一实施例中，此时电容C1供电给无线模组704。

而在时间点t2到t3与时间点t4至t5，当电容C1的电压水平足够高或者说位于预设的电压值区间时，电容C1供电给无线模组704。

图9A为依据本发明所实施的封装后的集成电路MOD，图9B显示代表集成电路MOD的符号。更详细地来说，为使附图与说明书简洁，图9B中仅标示出集成电路MOD的各连接端口，在部分附图是以图9B代表图9A。集成电路MOD为系统封装(system in package，SIP)模组，具有晶体管QJ与QB、二极管DD、以及齐纳二极管DZ，彼此的连接关系如同图9A所示。集成电路MOD对外提供了输出管脚(pin)VDD、输入管脚VIN、接地管脚GND、控制管脚GC、以及调整管脚ADJ，如同图9A与图9B所示。集成电路MOD可以使用于线性稳压器或是定电流电路中，用以简化电路元件。在一实施例中，集成电路MOD跟电路711实质上相同。

图10为集成电路MOD的封装内部结构，图11为集成电路MOD的底部管脚配置图。为方便对照，图10与图11是用同一个视角绘制而成，也就是说，虽然图10与图11分别用以示意集成电路MOD的相对两侧，然图11并非集成电路MOD的正规仰视图。具有通常知识者应可从图10与图11理解各元件于封装结构上的相对配置。集成电路MOD具有金属垫MTL1-MTL6。集成电路MOD中的晶体管QJ与QB、二极管DD、以及齐纳二极管DZ，每一个都是以至少单一芯片(single chip)的形式，安置于一金属垫上。从图10的实施例来看，集成电路MOD具有8个芯片SC1-SC8。

金属垫MTL2上承载了晶体管QJ1-QJ5，晶体管QJ1-QJ5并联，构成了晶体管QJ。每一个晶体管QJ1-QJ5都是单一芯片。从另一个角度来看，五个芯片SC1-SC5，其上分别形成有晶体管QJ1-QJ5，一起放置粘着于金属垫MTL2上。在一实施例中，每个晶体管QJ1-QJ5都是耗尽型高电子迁移率场效晶体管，且每个晶体管QJ1-QJ5的规格可以相同或不同。在另一个实施例中，晶体管QJ可以由二个或更多的晶体管并联所构成，取决于晶体管QJ所需要的驱动力(driving ability)。晶体管QJ1-QJ5的漏极，通过接合线(bonding wire)，一起电性连接到金属垫MTL1，其电性连接到集成电路MOD底部的输入管脚VIN。晶体管QJ1-QJ5的栅极，通过接合线，都电性连接到金属垫MTL3，其电性连接到集成电路MOD底部的控制管脚GC。晶体管QJ1-QJ5的源极，通过接合线，都电性连接至金属垫MTL2。晶体管QJ1-QJ5操作时所产生的热，可以通过金属垫MTL2下方的散热管脚THML，而发散出去。散热管脚THML可以焊接于一印刷电路板上。

金属垫MTL3上承载有晶体管QB，形成于芯片SC6上。在一实施例中，晶体管QB是NPN双极性晶体管。晶体管QB的集电极，通过粘着芯片SC6的导电胶，直接电性连接到金属垫MTL3。晶体管QB的基极通过接合线，电性连接到金属垫MTL5，其电性连接到集成电路MOD底部的调整管脚ADJ。晶体管QB的射极，通过接合线电性连接到金属垫MTL4，其电性连接到集成电路MOD底部的接地管脚GND。

金属垫MTL6上承载有二极管DD与齐纳二极管DZ，分别形成于二芯片SC8与SC7上。二极管DD的阳极，通过接合线电性连接到金属垫MTL2。二极管DD的阴极以及齐纳二极管DZ的阴极，通过导电胶(未显示)，直接电性连接到金属垫MTL2，其电性连接到集成电路MOD底部的输出管脚(pin)VDD。齐纳二极管DZ的阳极，通过接合线电性连接到金属垫MTL5。

图12为依据本发明所实施的电压转换电路900。图12与先前的实施例相同或是相似之处可由先前的教导而得知，不再累述。电压转换电路900大致上包含有桥式整流器101以及线性稳压器751。线性稳压器751采用了集成电路MOD。从电路元件连接的分析可知，电压转换电路900等效于图6的电压转换电路600，但因为采用了集成电路MOD，大大减少了离散元件(discrete device)的数量。

电压转换电路900中，接点Vout(输出电源)的输出电压可以由分压电路601中的电阻R5与R6的电阻值比例来设定，但不会大于集成电路MOD中的齐纳二极管DZ的击穿电压VBDZ与晶体管QB的基射极(base-to-emitter)顺向偏压(forward voltage)的和。举例来说，击穿电压VBDZ为2.9V，晶体管QB的基射极顺向偏压为0.7V，则电压转换电路900中，接点Vout的输出电压将会限制于3.6V(＝2.9V+0.7V)以下。

集成电路MOD的应用，并不限制于接点Vout(输出电源)的输出电压小于集成电路MOD中的齐纳二极管DZ的击穿电压VBDZ与晶体管QB的基射极顺向偏压的和。图13为依据本发明所实施的电压转换电路910，可以在接点Vout提供较高的输出电压。图13与先前的实施例相同或是相似之处可由先前的教导而得知，不再累述。与图12相较之下，图13多了齐纳二极管DZ1，其阴极连接至集成电路MOD的接地管脚GND，其阳极电性连接至桥式整流器101所提供的接地电压。换言之，该集成电路MOD的接地管脚GND通过齐纳二极管DZ1，电性连接至接地电压。

从电路分析可知，线性稳压器752中，接点Vout(输出电源)的输出电压可以由分压电路601中的电阻R5与R6的电阻值比例来设定，但不会大于集成电路MOD中的齐纳二极管DZ的击穿电压VBDZ、晶体管QB的基射极顺向偏压、以及齐纳二极管DZ1的击穿电压VBDZ1，三者的和。举例来说，击穿电压VBDZ为2.9V，晶体管QB的基射极顺向偏压为0.7V，齐纳二极管DZ1的击穿电压VBDZ1为40V，则电压转换电路910中，接点Vout(输出电源)的输出电压将会在43.6V(＝2.9V+0.7V+40V)以下。

图12与图13中，分压电路201(由电阻R3与R4所构成)、二极管D9以及相关的连接，则提供波谷供电的功能。在其他依据本发明所实施的线性稳压器中，如果波谷供电的功能不必要，分压电路201与二极管D9可以省略。

图14显示依据本发明所实施的智能插座920。智能插座920包含有桥式整流器101、线性稳压器755与756、无线模组714、继电器(relay)762、以及继电器驱动电路760。智能插座920可以实现对负载764以及光源766的无线控制。

智能插座920的桥式整流器101电性接收市电所供应的交流输入电源VAC-IN，产生直流电源VDC-IN与接地电压。智能插座920本身具有插座，可以通过外界的插头电性连接到负载764以及光源766。举例来说，负载764可以是烤箱，光源766可以是LED灯。手机所发送的无线信号，可以通过智能插座920，来控制光源706是否点亮，或是负载764与电源的电性连接。

线性稳压器755与756可以采用，但不限于先前所教导过的线性稳压器。线性稳压器755与756都以直流电源VDC-IN作为输入电源。线性稳压器755设定用来在接点Vout-40提供具有约40伏特输出电压的输出电源。线性稳压器756设定用来在接点Vout-3.3提供具有约3.3伏特输出电压的输出电源。

在一实施例中，无线模组714为蓝牙模组或是WIFI模组，可以接收手机来的外部控制信号，也就是无线电信号。无线模组714以接点Vout-3.3上的3.3V输出电压作为输入电源，可以依据外部控制信号，直接控制光源706是否点亮。无线模组714也可以依据外部控制信号，产生控制信号Sctl，控制信号Sctl通过继电器驱动电路760来控制继电器762中的开关SW是否短路。当控制信号Sctl为3.3V时，继电器762中的开关SW短路；当控制信号Sctl为0V时，继电器762中的开关SW开路。

继电器驱动电路760与继电器762都以接点Vout-40上的具有40伏特输出电压的输出电源作为输入电源。

在图14的智能插座920中，当继电器762中的开关SW短路时，智能插座920将交流输入电源VAC-IN电性连接至负载764，所以交流输入电源VAC-IN对负载764供电。当继电器762中的开关SW开路时，智能插座920将交流输入电源VAC-IN与负载764之间的电性连接断开，交流输入电源VAC-IN不对负载764供电。

在其他实施例中，图14的继电器762，其中的开关SW控制电池电源与负载764之间的电性连接。

图15显示依据本发明所实施的智能插座930，其与图14的智能插座920相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。

与图14智能插座920中的线性稳压器756不同的，图15智能插座930中的线性稳压器757是以接点Vout-40上的具有40伏特输出电压的输出电源作为输入电源，以在接点Vout-3.3上产生具有3.3V输出电压的另一输出电源，作为输入电源，对无线模组714供电。

简单来说，智能插座930中的线性稳压器755先将不稳定的直流电源VDC-IN转换，在接点Vout-40上提供比较稳定的40伏特的中压电源，对继电器驱动电路760与继电器762供电。线性稳压器757再将40伏特的中压电源转换，在接点Vout-3.3上提供更稳定的3.3伏特的低压电源。这样两次的转换，可以使得3.3伏特的低压电源更稳定，避免无线模组714因为输入电压不稳时所可能发生的误动作。

图16显示依据本发明所实施的智能插座932，其与智能插座920与930相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。智能插座932以线性稳压器758，来取代图15中的线性稳压器757。举例来说，齐纳二极管DZ2的击穿电压VBDZ2大约4V，晶体管QB1的基射极顺向偏压大约为0.7V，线性稳压器758的接点Vout-3.3上的输出电压大约可以稳定于3.3V(4V-0.7V)。

图17显示照明电路810，其与图8A的智能照明电路800相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。照明电路810具有定电流电路830，连接于光源706与桥式整流器101所提供的接地电压之间，用以控制流经光源706的电流。

定电流电路830包含有晶体管QJ6与电阻R16，其连接如同图17所示。晶体管QJ6可以是高电子迁移率场效晶体管(high electron mobility transistor；HEMT)，更具体来说是耗尽型高电子迁移率场效晶体管(Depletion-mode HEMT)。假定晶体管QJ6的临界电压为-VthQJ6，当直流电源VDC-IN的电压足够高到驱动光源706发光时，接点P1的电压大约会维持固定在VthQJ6，而流经电阻R16的电流就大约会固定于VthQJ6/R16，其中R16为电阻R16的电阻值。当接点P1的电压大约维持固定在VthQJ6时，因为流经电阻R16的电流大约为固定，所以流经光源706的电流大约为一定值，达成定电流控制。

图17的照明电路810，可能因为交流输入电源VAC-IN的不同，产生消耗功率不同的现象。举例来说，当交流输入电源VAC-IN为230VAC的市电时，照明电路810中的光源706发光的时间，将会比交流输入电源VAC-IN为110VAC的市电时，来的长。因此，照明电路810在交流输入电源VAC-IN为230VAC的市电时，其消耗功率与亮度就会比在交流输入电源VAC-IN为110VAC的市电时，来的高。举例来说，如果一个标称为11瓦的LED灯泡采用照明电路810的架构，其实际的消耗功率将不是固定的11瓦，因为照明电路810所消耗的功率，会随着采用不同额定电压的交流输入电源VAC-IN而改变。

图18A为依据本发明所实施的定功率照明电路812。于本实施例中，光源706的发光强度与消耗功率可以分别趋近定值，而不受到交流输入电源VAC-IN的电压有效值(RMS值)改变而改变。所述交流输入电源VAC-IN的电压有效值例如是常见的110伏特或是220伏特，但不以此为限。定功率照明电路812跟图17的照明电路810相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。

定功率照明电路812包含有可控制定电流电路832以及分压电路203。可控制定电流电路832包含有晶体管QB2，其为一PNP双极性晶体管，连接于电阻R16与接地电压之间，晶体管QB2的基极作为控制端。分压电路203包含有电阻R17与R18，在图18A中，串接于直流电源VDC-IN与接地电压之间。电阻R17与R18之间的接点PJ连接到晶体管QB2的基极。当直流电源VDC-IN上升时，接点PJ上的电压VPJ也随着上升，相对地提升了晶体管QB2的射极电压VE-QB2。如同先前所述，当直流电源VDC-IN的电压足够时，接点P1的电压大约会维持固定在VthQJ6。如此，流经电阻R16的电流，大约也就是流经光源706的电流ILED，大约会是(VthQJ6-VE-QB2)/R16，其中射极电压VE-QB2将随着直流电源VDC-IN上升而增加。换言之，当直流电源VDC-IN上升，电压VPJ也随着上升，可控制定电流电路832因而使得电流ILED减少。

图18B显示当定功率照明电路812中的交流输入电源VAC-IN为110VAC时，直流电源VDC-IN的电压波形DC110，与电流ILED的电流波形ILED110。图18B也显示当交流输入电源VAC-IN为220VAC时，直流电源VDC-IN的电压波形DC220，与电流ILED的电流波形ILED220。在图18B中，假定直流电源VDC-IN的电压超过临界电压VTHDC时，光源706开始发光，而电流ILED被可控制定电流电路832所控制。定功率照明电路812所消耗的功率，大约会正比于图18B中电流ILED的电流波形所涵盖的区域面积。从图18B中可以发现，电流波形ILED220所涵盖的区域比起电流波形ILED110所涵盖的区域来的宽；但是电流波形ILED220所涵盖的区域的中间部分，却比起电流波形ILED110的区域来的低。基在此电路架构，只要选取适当规格的元件来设定临界电压VTHDC，就可能可以使得电流波形ILED220所涵盖的区域面积大约等于电流波形ILED110所涵盖的区域面积。换言之，定功率照明电路812所消耗的功率，在交流输入电源VAC-IN为220VAC与110VAC时，大约都一样，为定功率。

图18C为依据本发明所实施的定功率照明电路814，其发光亮度与消耗功率可以是定值，不受到交流输入电源VAC-IN改变而改变。定功率照明电路814，其跟图18A的照明电路812相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。

跟图18A的照明电路812不同的，图18C的定功率照明电路814中的分压电路203是连接于接点PCA与接地电压之间，而接点PCA连接了可控制定电流电路832与光源706。当光源706发光时，接点PCA上的电压大约可以反应出直流电源VDC-IN的电压。所以，当直流电源VDC-IN的电压上升时，接点PCA上的电压可能上升，接点PJ上的电压VPJ也随着上升，进而降低了流经光源706的电流ILED，可以达到图18B所显示的效果。定功率照明电路814所消耗的功率，可以不随着不同额定电压的交流输入电源而改变，大约为定值。

定功率控制也可以跟调光控制整合在一起。图19A为依据本发明所实施的可调光的照明电路816，其先前所述的照明电路相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。

照明电路816中，调光功率控制整合电路204包含有电阻R17、R18，以及晶体管QB3，其为NPN双极性晶体管。调光功率控制整合电路204电性连接于直流电源VDC-IN与接地电压之间，接收脉冲宽度调制信号705(调光信号)，据以控制晶体管QB2的基极电压。当脉冲宽度调制信号705为逻辑上的”1”时，晶体管QB3被导通，使得电阻R18被导通至接地电压。此时，调光功率控制整合电路204等效于图18A中的分压电路203。当脉冲宽度调制信号705为逻辑上的“0”时，晶体管QB3不导通，使得电阻R18到接地电压之间为开路。因此，接点PJ的电压大约等于直流电源VDC-IN的电压，导致晶体管QB2关闭，没有电流流过电阻R16，流经光源706的电流ILED大约为0A，光源706不发光。所以，脉冲宽度调制信号705可以控制光源706是否发光，为一调光信号。前述晶体管的导通与不导通系指关联于晶体管的两端点之间的等效电阻大小，且关联于整体电路的设计，而非为任意的解释。

图19B为依据本发明所实施的可调光的照明电路818，其与先前所述的照明电路相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。与图19A中的调光功率控制整合电路204不同的，图19B中的调光功率控制整合电路204有一端电性连接到接点PCA，另一端电性连接到接地电压。依据图18A、18C、与图19A的教导可知，照明电路818也可以提供定功率控制与调光控制。

图20为依据本发明所实施的照明电路819。照明电路819与先前所述的照明电路相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。

定电流电路833连接于光源706与接地电压之间，包含有图9A与图9B中的集成电路MOD。如同图20所示，在定电流电路833中，集成电路MOD的控制管脚GC与输入管脚VIN之间连接有电阻R1。输出管脚VDD作为接点PCV，与接地电压之间连接有电阻R16。输入管脚VIN通过接点PCA连接到光源706。接地管脚GND连接到接地电压。调整管脚ADJ空接，没有外接到集成电路MOD之外的电路或元件。

如同先前所教导的，当交流输入电源VAC-IN提供的电压大于预设值时，接点PCV的电压VCV，大约会维持在集成电路MOD中的齐纳二极管DZ的击穿电压VBDZ与晶体管QB的基射极顺向偏压的和，并大约为定电压。流经电阻R16的电流，大约维持在VCV/R16，因此为一定值。而且，流经电阻R16的电流大约就是流经光源706的电流ILED。所以，定电流电路833大约提供了VCV/R16的定电流，来驱动光源706。

图21A为依据本发明所实施的可调光的照明电路820。照明电路820与先前所述的照明电路相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。照明电路820可以实现调光与定功率控制的功能。

照明电路820中，可控制定电流电路834具有晶体管QB2，连接于电阻R16与接地电压之间。调光功率控制整合电路204电性连接于直流电源VDC-IN与接地电压之间，接收脉冲宽度调制信号705(调光信号)，据以控制晶体管QB2的基极电压。在照明电路820中，可控制定电流电路834与调光功率控制整合电路204彼此之间的控制原理可以参考先前对于图19A的教导而得知，不再累述。

图21B为依据本发明所实施的可调光的照明电路822。照明电路822与先前所述的照明电路相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。照明电路822可以实现调光与定功率控制的功能。在照明电路822中，可控制定电流电路834与调光功率控制整合电路204彼此之间的控制原理可以参考先前对于图19B的教导而得知。

图22A为依据本发明所实施的可调光的照明电路824。照明电路824与先前所述的照明电路相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。照明电路824可以实现调光与定功率控制的功能。

照明电路824中，可控制定电流电路836具有晶体管QB4，连接于电阻R16与接地电压之间。晶体管QB4为NPN双极性晶体管，其基极直接接收脉冲宽度调制信号705(调光信号)。脉冲宽度调制信号705用以指示可控制定电流电路836调整电流ILED，达到调光控制。当脉冲宽度调制信号705为逻辑上的“1”的高电压水平时，晶体管QB4被导通，晶体管QB4提供一接近接地电压的电压至电阻R16的一端。此时，接点PCV与接地电压之间的等效电阻大约等同于电阻R16，可控制定电流电路836提供大约VCV/R16的电流ILED，来驱动光源706。当脉冲宽度调制信号705为逻辑上的“0”的低电压水平时，晶体管QB4关闭，晶体管QB4断开电阻R16至接地电压之间的电性连接。此时，接点PCV与接地电压之间的等效电阻可视为无穷大，电流ILED大约等于0。

照明电路824具有分压电路203，具有电阻R17与R18，串联于直流电源VDC-IN与接地电压之间。电阻R17与R18之间的接点PJ，通过二极管D18，电性连接到集成电路MOD的调整管脚ADJ。当直流电源VDC-IN高过一预设程度时，接点PJ的电压会通过调整管脚ADJ指示可控制定电流电路836降低电流ILED。如此，照明电路824可以达到定功率控制。

图22B为依据本发明所实施的可调光的照明电路826。照明电路826与先前所述的照明电路相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。与图22A的照明电路824不同的，图22B的照明电路826中的分压电路203连接于接点PCA与接地电压之间，其中接点PCA连接了可控制定电流电路836与光源706。依据先前的教导可知，照明电路826也可以实现调光与定功率控制的功能。

请再参考图8A。图8A中的电位转换器709除了提供电压水平平移之外，也带有逻辑上反向的功能。图8A中，如果脉冲宽度调制信号705为一低电压水平(逻辑”0”)，接点PM的电压将会是高电压水平(逻辑“1”)；当脉冲宽度调制信号705为一高电压水平(逻辑“1”)，接点PM的电压将会是一低电压水平(逻辑“0”)。脉冲宽度调制信号705的逻辑值会跟接点PM的逻辑值相反。于容许电路运作的情况下，在此并不限制波宽度调变信号705的逻辑值会跟接点PM的逻辑值所对应的具体电压水平。

图23显示电位转换器719以及周遭相关电路。图23与先前所述之实施例相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。在此实施例中，电位转换器719可以取代图8A中的电位转换器709。相较于电位转换器709，电位转换器719增加有反向器(inverter)INV。反向器INV可以依据脉冲宽度调制信号705提供一反向信号至晶体管Q7的基极。从图23的连接可以推知，脉冲宽度调制信号705的逻辑值将会跟接点PM的逻辑值相同。

在其他的实施例中，当在图8A中的电位转换器709与定电流电路703之间插入有一反向器，其依据电阻R14与R15之间的接点PM，产生一反向信号，提供给晶体管Q6的基极。如此，可以达到跟图23的电位转换器719相同或是类似的功能。

请再参考图8A。图8A中，实务上，因为电位转换器709所流经的电流几乎可以忽略，所以回充电路708等同将电流ILED，对输出电源充电或是供电给无线模组704。当脉冲宽度调制信号705使光源706发光且二极管D13被导通时，回充电路708将电流ILED提供至接点Vout，对输出电源充电或是供电给无线模组704。但本发明不限在此。

图24为依据本发明所实施的智能照明电路780。在智能照明电路780中，包含电压转换电路701、去频闪电路702、可控制定电流电路838、无线模组704、回充电路718、以及光源706。智能照明电路780与先前所述之实施例相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。当脉冲宽度调制信号705使光源706发光时，回充电路718以部分流经光源706的电流ILED，提供给接点Vout，对输出电源充电或是供电给无线模组704。当脉冲宽度调制信号705使光源706不发光时，回充电路718不对接点Vout上的输出电源充电。

图25为智能照明电路780的详细电路782的实施例。智能照明电路782与先前所述之实施例相似或是相同之处可以通过先前的教导而得知，不再累述。可控制定电流电路838包含有集成电路MOD、电阻R1与R16、二极管D16以及晶体管QNM，彼此的连接关系如同图25所示。在一实施例中，晶体管QNM为N型金属氧化物半导体晶体管。

当脉冲宽度调制信号705为高电压水平(逻辑“1”)时，晶体管QNM开启，使得接点PJ1大约等于接地电压。此时，二极管D16为逆向偏压，接点PCV上的电压大约会是集成电路MOD中的齐纳二极管DZ的击穿电压VBDZ与晶体管QB的基射极顺向偏压的和。举例来说，此时接点PCV上的电压被集成电路MOD维持在3.6V。因此，流经电阻R16的电流大约是3.6V/R16，为一个定值。换言之，当脉冲宽度调制信号705为高电压水平时，可控制定电流电路838提供定电流，驱动光源706发光。

当脉冲宽度调制信号705为一低电压水平(逻辑“0”)时，晶体管QNM关闭，使得接点PJ1的电压拉高到大约等于二极管D16顺向偏压(约0.7V)与集成电路MOD中的晶体管QB的基射极顺向偏压(约0.4V～0.7V)两者的和。假定此时流经二极管D16与电阻R16的电流很小，此时，接点PCV上的电压会大于接点PJ1的电压，且接点PCV上的电压会与接点PJ1的电压很接近。举例来说，此时接点PCV上的电压被维持在1.8V。因为此时电流ILED很小，所以等同可控制定电流电路838关闭，使得光源706不发光。换言之，当脉冲宽度调制信号705为低电压水平时，可控制定电流电路838使得光源706不发光。

回充电路718包含有电阻R19、二极管D17、以及齐纳二极管DZ3，彼此的连接关系如同图25所示。回充电路718连接于接点Vout与接点PCV之间，可以将至少部分的电流ILED作为充电电流ICHG，供电给无线模组704或是对输出电源充电。电阻R19用来限制充电电流ICHG。二极管D17预防从接点Vout流到接点PCV的逆电流的发生。齐纳二极管DZ3用以预防接点Vout上的输出电压过高。举例来说，接点Vout上输出电源的输出电压额定是3.3V，而齐纳二极管DZ3的击穿电压VBDZ3为3.6V。换言之，接点Vout上的输出电压希望维持在3.3V，且不超过3.6V。

如同先前所举例的，当脉冲宽度调制信号705为高电压水平时，光源706发光，接点PCV上的电压被维持在3.6V，高于或等于接点Vout上的输出电压(不高于3.6V)。此时，回充电路718可以经由接点PCV取得部分的电流ILED，并作为充电电流ICHG，对输出电源充电或是供电给无线模组704。

当脉冲宽度调制信号705为低电压水平时，光源706不发光，接点PCV上的电压被维持在1.8V，低于接点Vout上的输出电压(被线性稳压器710维持在3.3V)。此时，充电电流ICHG大约为0A，回充电路718不对输出电源充电或是不供电给无线模组704。

综上所述，虽然本发明已以实施例公开如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰。因此，本发明的保护范围当视后附的权利要求书所界定者为准。

【符号说明】

100、200、300、400、500、600、701、900、910：电压转换电路；

101：桥式整流器；

11、12、14：电压波形；

16、18、19：电流波形

201、203、301、601：分压电路；

202、302、401、402、P1、PCA、PCV、PJ、PJ1、PM、Vout、Vout-3.3、Vout-40：接点；

204：调光功率控制整合电路；

700、780、782、800：智能照明电路；

701：电压转换电路；

702：去频闪电路；

703：定电流电路；

704、714：无线模组；

705：脉冲宽度调制信号；

706、766：光源；

707：回充电路径；

708、718：回充电路；

709、719：电位转换器；

710、751、752、755、756、757、758：线性稳压器；

711：电路；

760：继电器驱动电路；

762：继电器；

764：负载；

810、816、818、819、820、822、824、826：照明电路；

812、814：定功率照明电路；

830、833：定电流电路；

832、834、836、838：可控制定电流电路；

920、930、932：智能插座；

ADJ：调整管脚；

B：基极；

C：集电极；

C1、C2、C3：电容；

D：漏极；

D1、D7、D8、D11、D14、D15、DZ、DZ1、DZ2、DZ3：齐纳二极管；

D2、D3、D4、D5：整流二极管；

D6、D9、D10、D12、D13、D16、D17、D18、DD：二极管；

DC110、DC220：电压波形；

E：射极；

G：栅极；

GC：控制管脚；

GND：接地管脚；

ICHG、ICHG-D13、ILDO：充电电流；

ILED：电流；

ILED110、ILED220：电流波形；

INV：反向器；

MOD：集成电路；

MTL1、MTL2、MTL3、MTL4、MTL5、MTL6：金属垫；

Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、QB、QB1、QB2、QB3、QB4、QJ、QJ1、QJ2、QJ3、QJ4、QJ5、QJ6、QNM：晶体管；

R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9、R10、R11、R12、R16、R17、R18、R19：电阻；

S：源极；

SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8：芯片；

Sctl：控制信号；

SW：开关；

THML：散热管脚；

TP1、TP2：时段；

VAC-IN：交流输入电源；

VDC-IN：直流电源；

VDD：输出管脚

VIN：输入管脚；

VTHDC：临界电压。

Claims (10)

1.一种电压转换电路，包括：

桥式整流器；

第一晶体管具有第一端点、第二端点以及第三端点；

第二晶体管具有第一端点以及第二端点，

其中该第一晶体管的该第一端点和该第二晶体管的该第一端点与该桥式整流器电性连接，该第一晶体管的该第二端点和该第二晶体管的该第一端点电性连接；以及

齐纳二极管，其中该第一晶体管的该第三端点和该第二晶体管的该第二端点经由该齐纳二极管电性连接。

2.根据权利要求1所述的电压转换电路，还包括第一分压电路及第一接点，其中，该第一分压电路包含第一电阻及第二电阻，该第一接点直接与该第一电阻、该第二电阻及该第二晶体管连接。

3.根据权利要求2所述的电压转换电路，其中，该第二晶体管的该第二端点与该第一接点电性连接。

4.根据权利要求1所述的电压转换电路，还包括第二分压电路及第二接点，该第二分压电路包含第三电阻及第四电阻，其中，该第二接点位于该第三电阻和该第四电阻之间且直接与该齐纳二极管连接。

5.根据权利要求4所述的电压转换电路，其中，该第三电阻为可变电阻且该第三电阻与该第一晶体管直接连接。

6.根据权利要求4所述的电压转换电路，其中，该齐纳二极管通过该第三电阻与该第一晶体管电性连接。

7.根据权利要求4所述的电压转换电路，还包含第一二极管，其中，该第二晶体管的该第二端点及该第二接点与该第一二极管电性连接。

8.根据权利要求7所述的电压转换电路，还包含第三分压电路，该第三分压电路包含第五电阻及第六电阻，其中，该第五电阻的一端电性连接于该第一二极管，该第五电阻的另一端连接与该第一晶体管电性连接。

9.根据权利要求4所述的电压转换电路，还包含第二二极管，其中，该齐纳二极管通过该第二二极管与该第一晶体管电性连接。

10.根据权利要求9所述的电压转换电路，其中，该第二晶体管的该第二端点通过该齐纳二极管与该第二二极管电性连接。

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