CN112311103A - 整流电路 - Google Patents

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Abstract

一种整流器包括将AC信号转换成第一整流信号的第一级和将所述AC信号转换成第二整流信号的第二级。每一级包括MOSFET、具有预定增益的差分放大器和耦合到所述差分放大器的输出的模拟缓冲器。所述差分放大器基于输入信号电压与输出信号电压之间的差生成放大信号。所述模拟缓冲器基于所述放大信号输出栅极信号以切换所述MOSFET。所述MOSFET的切换将对应于所述输入信号电压的所述AC信号转换为所述第一整流信号和所述第二整流信号中对应的一个。所述第一整流信号和所述第二整流信号可以组合以形成用于驱动负载的DC信号。

Description

整流电路
技术领域
本文所公开的示例性实施例大体上涉及执行电压转换。
背景技术
功率传输的效率是无线电力系统的关键特征，尤其对于小型装置和较高功率应用。应该尽可能地降低消费设备内部或被设计为在高环境温度下操作的工业设备中的温升，以确保主机装置的安全性和可靠性。
已经进行了各种尝试来提高以较低功率电平操作的无线系统中的功率传输效率。一种方法涉及使用配置有四个低损耗二极管(例如肖特基或超势垒)的全桥电路。另一种方法涉及使用一对低损耗晶体管(例如MOSFET)加上一对二极管。已在混合系统中采用后一种方法，试图减少损失和温升。
遗憾的是，已证明低功率解决方案对于较高功率应用是不够的。例如，这些解决方案不能减少在无线功率传输应用中的AC输入的整流中发生的功率损耗，尤其是在物理上较小和/或较高温度环境中实现的功率损耗。另外，低功率解决方案不能充分限制超过二极管可实现的温升。
发明内容
下面给出各种示例性实施例的简要概述。在以下概述中可以进行一些简化和省略，其旨在突出和介绍各种示例性实施例的一些方面，而不是限制本发明的范围。足以允许本领域普通技术人员制造和使用本发明概念的示例性实施例的详细描述将在后面的部分中描述。
根据一个或多个实施例，整流器包括MOSFET晶体管、具有预定增益的差分放大器和耦合到差分放大器的输出的模拟缓冲器，其中差分放大器被配置成基于输入信号电压与输出信号电压之间的差生成放大信号，并且其中模拟缓冲器被配置成基于放大信号输出用于切换MOSFET晶体管的栅极信号，MOSFET晶体管的切换将对应于输入信号电压的AC信号转换为对应于输出信号电压的整流DC信号。输入信号电压与输出信号电压之间的差可以基于MOSFET晶体管两端的电压降。
差分放大器可以包括基于第一偏置电流和输入信号电压的第一输入和基于第二偏置电流和输出信号电压的第二输入，其中第二偏置电流可以不同于第一偏置电流。差分放大器的第一输入和第二输入可以基于对应于输入信号电压的AC信号的振荡而变化。MOSFET晶体管的栅极信号可以基于差分放大器的第一输入和第二输入的变化而变化。可以基于AC信号的输入信号电压来启用和停用模拟缓冲器。
整流器可以包括耦合到差分放大器的第一输入的第一二极管和耦合到差分放大器的第二输入的第二二极管，其中第一和第二二极管阻断从包括MOSFET晶体管的信号路径流向差分放大器的反向电流。预定增益可以是100或更大。整流后的DC信号可以是半波整流信号。
根据一个或多个实施例，整流器包括被配置成将AC信号转换成第一整流信号的第一级和被配置成将AC信号转换成第二整流信号的第二级，其中第一级和第二级中的每一个包括：(a)MOSFET晶体管，(b)具有预定增益的差分放大器和(c)耦合到所述差分放大器的输出的模拟缓冲器，其中所述差分放大器被配置成基于输入信号电压与输出信号电压之间的差来生成放大信号，并且其中所述模拟缓冲器被配置成基于所述放大信号来输出用于切换所述MOSFET晶体管的栅极信号，MOSFET晶体管的切换将对应于输入信号电压的AC信号转换为第一整流信号和第二整流信号中对应的一个。第一整流信号可以相对于第二整流信号移位以生成DC信号，第一整流信号对应于AC信号的第一部分，且第二整流信号对应于与AC信号的第一部分不同的AC信号的第二部分。
整流器可以包括耦合到通常连接到第一级和第二级的节点的电容器。该整流器可以包括被配置成生成第一电流的第一级和被配置成生成第二电流的第二级，其中第一电流和第二电流通过节点交替地施加到电容器，以便生成DC信号。该整流器可以包括偏置电路，该偏置电路被配置成生成用于第一和第二级的偏置。偏置电路可以基于第一整流信号和第二整流信号生成偏置。
整流器可以包括电压调节器，以限制第一整流信号和第二整流信号以输入到偏置电路。偏置电路可以包括第一MOSFET和第二MOSFET，并且第一MOSFET、第二MOSFET、第一级中的MOSFET和第二级中的MOSFET可以形成全桥电路。整流器可以包括被配置成限制第一MOSFET的栅极-源极电压的第一电压限制器和被配置成限制第二MOSFET的栅极-源极电压的第二电压限制器。AC信号可以基于无线功率传输线圈的输出而生成。
附图说明
通过下面结合附图的具体实施方式和所附权利要求书，本发明的其它目的和特征将更加显而易见。尽管示出和描述了几个示例性实施例，但是在每个附图中相同的附图标记表示相同的部件，其中：
图1示出了无线功率传输应用的例子；
图2示出了同步整流器的实施例；
图3示出了同步整流器的第一波形图；
图4示出了同步整流器的第二波形图；
图5示出了同步整流器的另一实施例；
图6示出了同步整流器的另一实施例；
图7A至7D示出了图6的整流器的波形的实施例；
图8示出了同步整流器的另一实施例；以及
图9示出了同步整流器的另一实施例。
具体实施方式
应当理解，附图仅仅是示意性的，而不是按比例绘制的。还应当理解，在整个附图中使用相同的附图标记来表示相同或相似的部件。
描述和附图说明了各种示例性实施例的原理。因此，应当理解，本领域的技术人员将能够设计出各种布置，这些布置虽然在这里没有明确地描述或示出，但是体现了本发明的原理并且包括在本发明的范围内。此外，本文所述的所有例子主要旨在明确地用于教学目的，以帮助读者理解本发明的原理和由发明人投入以促进本领域的概念，并且应被解释为不限于这些具体所述的例子和条件。另外，如本文所用的术语“或”是指非排他性的或(即，和/或)，除非另有说明(例如，“或者“或”或在替代方案中”)。而且，这里描述的各种示例性实施例不一定相互排斥，因为一些示例性实施例可以与一个或多个其它示例性实施例组合以形成新的示例性实施例。例如“第一”、“第二”、“第三”等的描述符并不意味着限制所讨论的元件的顺序，用于将一个元件与下一个元件区分开，并且通常是可互换的。例如最大值或最小值之类的值可以是预定的，并且可以基于应用设置为不同的值。
图1示出了在发射器10与接收器20之间实现的无线功率传输应用的例子。发射器10包括耦合到LC电路12的桥接电路11。在此例子中，桥接电路11由四个NMOS晶体管111到114形成，所述四个NMOS晶体管111到114以全桥配置连接在正电源V+与负电源V-之间。桥接电路中的晶体管可以例如通过控制电路(未示出)进行切换，以与LC电路12协作生成AC功率信号。LC电路12包括耦合到线圈Lt的电容器Ct，线圈Lt形成变压器电路的一半，用于通过与接收器中的线圈Lt的磁耦合将功率无线地传送到接收器。
接收器20包括LC电路21和同步整流器22。LC电路21包括耦合到谐振电容器Cr的线圈Lr。线圈Lr可以具有与发射器中的线圈Lt不同数量的绕组。例如，线圈Lr的绕组数(N2)可以大于线圈Lt的绕组数(N1)，以便生成从发射器无线接收的AC功率信号的升压电压。Lr和Lt的绕组的相对数量可以根据预定的变压器比率(N1：N2)进行设置。同步整流器22将接收到的AC功率信号转换为DC功率信号，该DC功率信号然后被用于在被传送到负载(用符号表示为RL)之前对接收器中的电容器COUT充电。电容器COUT可以存储用作基准的电压，以便生成整流的DC输出。在一些实施例中，电容器COUT还可以滤除寄生信号(例如谐波)。
在一个实施例中，由接收器20接收的AC功率信号可以是作为由接收器线圈Lr和谐振电容器Cr整形的结果的近似正弦信号，例如，接收器线圈和谐振电容器可以使接收的信号失真到一定程度，这使得该信号偏离明确定义的正弦曲线或其它定义的波形。
同步整流器22可以作为理想的二极管桥工作，以将AC功率信号转换成DC功率信号，而不管这种失真。例如，可以针对小型装置和/或较高频率的较高功率应用执行这种转换。较高功率应用可以是向负载提供例如65瓦特或更高功率的应用。提供该功率范围作为例子，并且在其它实施例中可以低于65瓦特。例如，较高频率可以在100KHz或更大的范围内。在一个实施例中，当整流后的AC电压的峰值大于存储在输出Cout中的电压时，同步整流器22仅允许电流流向负载。这可以使用允许在100KHz或更大范围内的高频率操作的多个模拟控制电路来实现。
图2示出了同步整流器22的实施例，其耦合在输入电压端VIN与输出电压端VOUT之间。整流器22包括晶体管(Q1)260，晶体管(Q1)260被选择性地切换以便生成DC功率信号的输出电压VOUT。输出电压VOUT的电平在预定范围内，该预定范围可以例如基于预期应用(例如基于负载的需求)来确定。
参考图2，同步整流器22包括偏置电流源210、高增益模拟(差分)放大器(A1)220、模拟缓冲器230和一对匹配信号二极管240和250，它们分别耦合到晶体管260的源极和漏极(或漏极和源极)。在一个实施例中，晶体管260可以是耦合到电容器COUT和负载RL的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，例如如图1所示。在一个实施例中，晶体管260可以是NMOS晶体管(尽管在另一实施例中可以使用PMOS晶体管)。
偏置电流源210可以包括基于电源电压VBIAS提供预定偏置电流IBIAS的电池(或其它电压源)。偏置电流用于分别基于电阻器R1和R2的值生成偏置电流I1和I2。在一个实施例中，电阻器R1和R2的值可以不同，以便相对于差分放大器220的输入生成不同水平的偏置电流I1和I2。例如，R1可以具有比R2小预定因数的电阻，以便生成不同水平的偏置电流。在另一实施例中，R1和R2可以具有相同的电阻值。
差分放大器220基于预定增益G放大其输入电压V+与V-之间的差(ΔV)。在一个实施例中，可以设置增益G，使得放大器的输出电压(VAMPOUT＝G·ΔV)落入对应于逻辑0值的第一范围或对应于逻辑1值的第二范围内，这取决于电路的操作和时序。差分放大器220的输出电压(VAMPOUT)用作用于控制晶体管260的切换状态的基础。在一个实施例中(下面更详细地描述)，差分放大器220可以包括在线性范围内操作的双极结式晶体管，使得所述双极结式晶体管在整流器的所有或预定操作周期期间不完全导通或完全关断。这允许差分放大器的输出以快速范围控制晶体管260的切换，这又可以有效地控制输入AC功率信号到DC功率信号的整流。在一个实施例中，增益G可以是100或更大，但在其它实施例中可以是不同的值，只要晶体管260以足以产生整流输出信号的方式操作。
模拟缓冲器230基于从差分放大器220输出的放大电压VAMPOUT驱动晶体管260的栅极。在一个实施例中，模拟缓冲器可以单位增益(例如GBUFFER＝1)来驱动晶体管260的栅极电压。在这种情况下，VAMPOUT本身的电压值对应于用于切换晶体管260的不同逻辑值。在另一实施例中，GBUFFER可以是不同于1的预定值。在这种情况下，可以选择GBUFFER的值，以根据电路的操作和时序将放大的电压输出VAMPOUT调整到不同的逻辑电压范围内。
匹配信号二极管240(D1A)和250(D1B)可以基于由分别从电阻器R1和R2输出的偏置电流I1和I2生成的电压、输入电压VIN和输出电压VOUT的值和/或前述电压的组合来控制。在一个实施例中，二极管240和250被控制以根据整流器的特定操作周期交替地导通。二极管的交替状态使得输入到差分放大器220中的电压V+和V-相对于彼此改变。例如，在一些周期中V+将大于V-，而在其它周期中V+将小于V-，以便控制晶体管260的切换，并最终在VOUT端生成整流输出。
在一个实施例中，由通过电阻器R1和R2的偏置电流生成的电压是恒定值。在这种情况下，当AC输入信号振荡时，改变输入电压VIN和输出电压VOUT的值(例如，晶体管260两端的电压降)有效地确定输入到差分放大器220中的电压V+和V-的值。例如，二极管240在AC输入信号相对于由电流I1生成的偏置电压降低到低于二极管240的导通电压时导通。当AC输入信号相对于由电流I1生成的偏置电压增加到高于二极管240的导通电压时，二极管240转变为关断状态，以防止反向电流流向差分放大器220和偏置电流源210。二极管250可以基于相对于由偏置电流I2所生成电压的电压VOUT以类似的方式操作。
图3示出了用于解释图2的同步整流器11的操作的时序图的一个实施例。如图3所示，输入AC信号的电压VIN不具有理想的波形，例如，由于接收器中的绕组和谐振电容器Cr产生的失真。在所示的例子中，输入AC信号的电压VIN可以是失真正弦信号。对输出信号的电压VOUT进行整流，以有效地形成可以用于驱动负载RL的DC信号。
在时间t1之前，电压VIN处于其循环的较低电压范围内。较低电压范围包括小于由偏置电流I1在电阻器R1的输出节点处产生的恒定电压的电压。结果，晶体管(D1A)240导通(ON)，并且进入差分放大器220的输入电压V+以成比例的方式跟随输入波形VIN。此时，电压V+小于输入到差分放大器220中的电压V-，该电压V-是由偏置电流I2在电阻器R2的输出节点处生成的恒定值。
在t1之前的时间，电压V-具有使二极管(D1B)250处于非导通(OFF)状态的值。结果，电压V-可以具有波形，该波形可以具有与输入AC信号的电压VIN类似的形式，但是所述电压V-的值小于此时的电压值V+。因为在t1之前V+<V-(或等效地，VIN<VOUT)，所以从差分放大器220输出的电压VAMPOUT在对应于逻辑0值的电压范围内。因为电压VBUFFEROUT对应于差分放大器230的输出电压VAMPOUT，所以缓冲器的输出电压VBUFFEROUT具有将晶体管260置于关断状态的逻辑零值。
晶体管260的关断状态确保二极管250在该时间周期期间不导通，并使输出电压VOUT开始降低。如VOUT波形所示，输出电压被控制以仅降低预定量，这可以通过晶体管260的切换频率(由输入AC信号的频率确定)来确保。在时间t1与时间t2之间，输入AC信号的电压VIN转变为其循环的较高电压范围。VIN的电压使二极管240处于关断(OFF)状态。结果，电压V+呈现基于电阻器R1两端的电压降生成的值。由于二极管250处于导通(ON)状态，所以该电压V+大于时间t1与t2之间的电压V-。因为V+>V-(或等效地，VIN>VOUT)，从差分放大器220输出的电压VAMPOUT在对应于逻辑1值的电压范围内。因为电压VBUFFEROUT对应于差分放大器230的输出电压VAMPOUT，所以缓冲器230的输出电压VBUFFEROUT具有将晶体管260置于导通状态的逻辑1值。
在该周期期间，晶体管260的导通状态在输出端VOUT处引起电压的快速升高，该电压可以在缓冲器230的输出电压VBUFFEROUT具有逻辑1值的持续时间内被保持，例如，只要晶体管260处于导通状态。
在时间t2与t3之间，存在的条件与先前描述的在t1之前的周期中所存在的条件相同。这些条件(VIN<VOUT)的结果是生成降低的输出电压VOUT，直到当再次VIN>VOUT时电压再次升高并保持在高值。该循环继续直到生成整流信号，该整流信号有效地对应于用于驱动负载的DC电压。
图4示出了用于解释图2的同步整流器11的操作的另一时序图。图4的时序图可以提供图3的一些波形的更详细的指示，并且另外包括对应于晶体管260两端的漏极-源极电压(VFETD-S)和通过该晶体管的电流(IFET)的波形。在该实施例中，操作时间表示为A、B、C和D。
在时间A，电压VIN从其循环的较低电压范围上升(但保持小于VOUT)。如在图3的时序图中，较低电压范围包括小于由偏置电流I1在电阻器R1的输出节点处产生的恒定电压的电压。结果，晶体管(D1A)240导通(ON)，并且进入差分放大器220的输入电压V+以成比例的方式跟随输入波形VIN。此时，电压V+小于输入到差分放大器220中的电压V-，该电压V-是由偏置电流I2在电阻器R2的输出节点处生成的恒定值。
在时间A，电压V-具有使二极管(D1B)250处于关断(OFF)状态的值。结果，电压V-可以具有波形，该波形可以具有与输入AC信号的电压VIN类似的形式，但是所述电压V-的值小于此时的电压值V+。因为在时间A处V+<V-(或等效地，VIN<VOUT)，电压VAMPOUT＝VBUFFEROUT在逻辑零电压范围内。结果，晶体管260处于关断状态，这使得晶体管260的漏极-源极电压VFETD-S和电流IFET具有低值。
在时间周期B，输入AC信号的电压VIN转变为其循环的较高电压范围并超过VOUT。VIN的电压使二极管240处于关断(OFF)状态。结果，电压V+呈现基于电阻器R1两端的电压降生成的值。由于二极管250处于导通(ON)状态，所以该电压V+大于周期B中的电压V-。因为V+>V-(或等效地，VIN>VOUT)，电压VAMPOUT＝VBUFFEROUT具有逻辑1值。结果，晶体管260被置于导通状态，如由对应于漏极-源极电压VFETD-S波形的尖峰E和晶体管260的电流IFET的增加所指示。更具体地，电压尖峰E对应于初始导通电流流过晶体管260的体二极管的情况，因为差分放大器输出转换以导通MOSFET晶体管260。当晶体管260导通时，输出电压VOUT反向并开始增加。
在时间周期C，差分放大器VAMPOUT的输出电压超过晶体管260的栅极-源极阈值电压(Vgs)。结果，晶体管260开始通过漏极-源极沟道导通。由于低的漏极-源极电阻，该晶体管两端的电压降非常低。而且，在时间周期C期间，只要输入AC信号的电压保持在较高电压范围内，放大器输出电压VAMPOUT就保持基本恒定的电平。在周期C的开始，尖峰F出现在晶体管电流IFET中。尖峰F对应于晶体管260中的电流脉冲，该电流脉冲是由于该晶体管的体二极管被其漏极-源极电阻Rds旁路而出现的。漏极-源极电压VFETD-S的突然变化(例如，大约0.6V的量)引起电流脉冲。此后，晶体管电流跟随增加然后减小的波形，但是输出电压VOUT可以增加到峰值电压，并且在周期C的剩余时间内保持。
当同步整流器22以图1所示的方式耦合时，电流IFET可以在周期C的后半部分中减小。这可以作为通过接收线圈Lr和串联谐振电容Cr的谐振耦合的结果而发生。线圈Lr和电容器Cr可以形成滤波器，该滤波器有助于将电流成形为正弦曲线形状，即使当输入电压波形略呈方形或者呈现另一种类型的失真形状时。
在时间周期D，输入电压信号VIN下降到输出电压信号VOUT的电平，并且差分放大器VOUT的输出电压下降到接近零伏。结果，晶体管260被关断。因此，在周期D中，存在与时间周期A之前和时间周期A处所存在的条件相同的条件。然后重复该循环以生成输出电压VOUT，所述输出电压VOUT被有效地整流为恒定电压电平的DC信号。
在图4的例子中，输入电压信号VIN在0V与30V之间变化，差分放大器的输出电压VAMPOUT在0V到大约3.5V的范围内变化，晶体管260的漏极-源极电压在0V到大约1V的范围内变化，通过晶体管260的电流在0A到大约5A之间变化，并且输出电压信号VOUT在0V到大约35V之间变化。在另一实施例中，这些值的全部或一部分可以不同。
图5示出了实现为半桥电路的图2的同步整流器的实施例。整流器将输入AC功率信号510(输入到源极端)转换为DC功率信号以用于输入到负载中。在该实施例中，模拟放大器220和模拟缓冲器230使用在线性区域中操作的双极结式晶体管来实现，以便控制MOSFET晶体管260的栅极信号。在图4中，晶体管(Q4)260是主高电流通道装置。
参考图5，自举电源520由偏置电压源VBIAS、二极管501和电容器(C1)502形成。偏置电压源VBIAS通过二极管501提供接地参考偏置电压，以便生成浮动自举电压。当源电压周期性地返回到近地时，自举电源520操作以刷新(再充电)自举电容器C1。当周期性刷新不可能时，那么可使用用于生成浮动偏置电压的另一种方法。可生成偏置电压的其它电路的例子包括电荷泵或变压器耦合的AC/DC源。
模拟放大器220包括电流镜222和电平位移器224。电流镜222包括耦合到第二晶体管Q4B的第一晶体管Q4A。这些晶体管可以是响应晶体管260两端的电压的匹配NPN晶体管。在该配置中，第一晶体管Q4A的基极耦合到第二晶体管Q4B的基极，并且第二晶体管Q4B处于二极管连接状态，例如，晶体管Q4B的基极和集电极耦合在一起。因此，流过电阻器R2的电流用作参考电流，该参考电流与从晶体管Q4A流出的电流成镜像。
电平位移器224使用两个NPN晶体管Q1A和Q1B提供放大器220的增益。这些晶体管以达林顿配置耦合，其中第一晶体管Q1A的发射极耦合到第二晶体管Q1B的基极。在操作中，晶体管Q1A和Q1B作为单个晶体管操作，其基于输入到晶体管Q1A的基极的电流，以高预定增益G放大集电极电流(例如，来自自举电源)。输入到晶体管Q1A的基极的电流基于电流镜222的输出和电阻器R1的值。如前所述，在一个实施例中，对于至少一些应用，增益G可以在100或更大的范围内。
电平位移器224的晶体管Q1A和Q1B因此可以执行两个有用的功能。首先，所述晶体管为放大器提供高阻抗缓冲器，从而改善增益和偏移性能。第二，所述晶体管提供电压偏移的两个二极管压降，从而补偿二极管D1A两端的电压降和晶体管Q4A的VCE(饱和)，以便在必要时确保晶体管260的正确关断。
模拟缓冲器230包括第一NPN晶体管Q2和第二PNP晶体管Q3。在该配置中，第一晶体管Q2的发射极耦合到第二晶体管Q3的发射极。晶体管Q2和Q3的基极耦合在电平位移器224的输出与电阻器R3之间，电阻器R3连接到匹配信号二极管(D1A)240和(D1B)250之间的晶体管260。晶体管Q2和Q3之间的节点N1提供缓冲器的输出，其对应于用于控制MOSFET晶体管260的栅极信号。当晶体管Q2的基极电压降到其阈值电压以下时，晶体管Q2关断。同时，晶体管Q3导通以将节点N1耦合到此时处于输入AC电源信号的低电压范围内的节点。结果，节点N1输出低信号以关断晶体管(Q4)260。当晶体管Q1的基极电压上升到其阈值电压以上时。晶体管Q2导通以提供导通晶体管(Q4)260的电压。同时，晶体管Q3关断。
因此，晶体管Q2和Q3提供用于驱动晶体管(Q4)260导通和关断的高电流源/宿缓冲器。在一个实施例中，晶体管Q4可以是具有较大输入电容的功率MOSFET，需要模拟缓冲器230以分别满足防止过度的正向电压降和过度的反向电流所需的导通和关断速度。在一个实施例中，同步整流器可以在集成电路芯片(由虚线580表示)和对应于VIN和VOUT端的管脚中实现。
图6示出了实现为高速、高效率全波整流器的同步整流器22的实施例。全波整流器包括第一级610和第二级620。除了一些例外，每一级具有与图5的同步整流器基本相同的配置。例如，用单个二极管650代替自举电源的二极管，并且通过添加晶体管601和602来实现低端整流。这些晶体管以及在第一和第二级的相应级中的晶体管603和604形成被切换用于全桥电路的晶体管。除了这些特征之外，交叉耦合电路605将AC输入信号的相应部分输入到第一级610和第二级620。结果，级610和620对具有180°相位差的AC输入信号的不同部分进行半波整流。
此外，用于每一级610和620的偏置电源可以基于来自整流器的DC输出电压而生成。如图6所示，整流器的DC输出电压通过二极管650沿耦合在各级之间的信号路径660反馈。反馈电压被输入到电容器620和630，以生成用于半波整流器级610和620中相应的一个的偏置功率。因为偏置是基于整流的DC输出电压而提供的，所以这种布置可以减轻对从独立的外部电源提供功率的需要，从而提高实现电路的成本和效率。图6的电路可适用于各种无线供电应用以及其它用途。
图7A到7D示出了可以由图6的全波整流器处理的波形的例子。图7A示出了整流器的AC输入信号VIN的例子，该输入信号例如可以对应于图3和4的失真正弦信号。图7B示出了由级620的输出电流IAOUT生成的半波整流波形。图7B的半波整流信号对应于AC输入信号VIN的正峰值，该正峰值由级620的输出电流IAOUT生成。图7C示出了由级610的输出电流IBOUT生成的半波整流波形。图7C的半波整流信号对应于AC输入信号VIN的负峰值，该负峰值由级610的输出电流IBOUT生成。图7B和7C中的波形相对于彼此偏移180°。
图7D示出了所得的整流波形750。基于从级620和610交替输出的电流IAOUT和IBOUT生成该波形。因为这些电流通过节点685交替地从各级输出，所以电流IAOUT和IBOUT交替地对电容器695充电，以生成具有对应于DC输出电压的基本恒定的电压电平的整流波形750。在该实施例中，电容器695可以不同于图5的电容器550。例如，图5的电容器550被示为耦合到输出端VOUT的整流器的外部元件，其中电容器675是耦合到整流器的输出端的内部元件。在另一实施例中，电容器550和695中仅一个可存在于输出端的任一侧上。在一个实施例中，整流器可以形成在集成电路芯片上。在这种情况下，输入和输出电压端可以对应于芯片的输入和输出。
图8示出了实现为高速、高效率全波整流器的同步整流器22的另一实施例。该实施例类似于图6的整流器，除了包括两个保护电路810和820以及电压调节器830。这种整流器可用于各种应用，包括但不限于高压应用。
参考图8，保护电路810耦合在晶体管601与相应的一个AC输入端之间，并且包括齐纳二极管811、缓冲器812和电阻器813。在操作中，保护电路810作为电压限制器操作，以防止过多的栅极-源极电压(Vgs)输入到晶体管601中。当通过电阻器的AC输入信号的电压超过齐纳二极管811的击穿电压时，齐纳二极管沿相反方向导通，以将过量电压引导接地。齐纳二极管811的击穿电压可以被设置为例如刚好低于临界栅极-源极电压的值，该临界栅极-源极电压将损坏晶体管601或以其它方式导致其发生故障。缓冲器812可以作为栅极驱动器操作，其提供MOSFET 601的快速导通。在没有栅极驱动器的情况下，电阻器813可以限制该MOSFET的导通速度。
保护电路820包括齐纳二极管821、缓冲器822和电阻器823。以类似于保护电路810的电压限制器的方式，相对于限制晶体管602的栅极-源极电压(Vgs)和当超过其击穿电压时通过电阻器823和齐纳二极管821引导过量电压，保护电路820也作为电压限制器操作。
电压调节器830耦合在输出节点885与电容器895之间，且操作以限制电路的偏置电压。在操作中，当从输出节点885反馈的电压超过预定阈值时，电压调节器830削波该电压(或者限制该电压)以防止过量的电压生成用于两个级610和620的偏置电压。
图9示出了使用集成电路实现的图6的全波整流器的实施例。在该实施例中，第一集成电路910可以包括用于控制级610的输出电流的生成的所有离散元件。类似地，第二集成电路920可以包括用于控制级620的输出电流的生成的所有离散元件。在图9中，集成电路被称为集成电路控制器。
根据一个或多个实施例，提供了一种同步整流器，该同步整流器可以表现出高功率转换效率(和低功率损耗)并且可以在导通阶段期间以低导通损耗操作。同步整流器还可以表现出非常快的导通和关断，以避免反向电流流动，并且还可以在输入线圈电压低于输出电压的周期期间具有高隔绝电压。这种整流器可以适用于许多现代系统(包括Qi标准)，这些系统使用要求同步整流功能的极快速响应的高频信号。根据至少一个实施例，在此描述的整流器可以使用具有集成电压阻断的线性闭环方法，以执行高速、低损耗整流过程，即使对于复杂的非重复性AC输入信号。
在一个或多个实施例中，全波整流器使用两个相同的超快理想二极管线性控制电路作为两个高端通道元件。而且，以自偏置配置配置的两个MOSFET被用于代替两个低端通路元件。而且，输出电容器可以用于能量存储和电压稳定。在操作中，AC输入信号以非常低的损耗被适当地整流，其中能量被传递到输出电容和系统负载。AC输入信号可以从耦合电感器、变压器绕组或另一信号源提供，并且可选地可以使用谐振串联电容器(例如，如在例如Qi的谐振拓扑中优化功率传输可能需要的)。
在此公开的实施例的信号生成、信号调节和信号处理特征可以在例如可以包括硬件、软件或两者的逻辑中实现。当至少部分地在硬件中实现时，信号生成、信号调节和信号处理特征可以是例如各种集成电路中的任何一种，所述集成电路包括但不限于专用集成电路、现场可编程门阵列、逻辑门的组合、片上系统、微处理器或另一类型的处理或控制电路。
当至少部分地在软件中实现时，信号生成、信号调节和信号处理特征可以包括例如存储器或其它存储装置，用于存储例如由计算机、处理器、微处理器、控制器或其它信号处理装置执行的代码或指令。计算机、处理器、微处理器、控制器或其它信号处理装置可以是本文描述的那些装置或除了本文描述的元件之外的一个装置。因为详细地描述了形成方法(或计算机、处理器、微处理器、控制器或其它信号处理装置的操作)的基础的算法，所以用于实现方法实施例的操作的代码或指令可以将计算机、处理器、控制器或其它信号处理装置变换成用于执行本文描述的方法的专用处理器。
可以使任何益处、优势或方法出现或变得更加显著的益处、优势、解决问题的方法和任何元件不应推论为任何或所有权利要求的关键的、必须的或主要的特征或元件。本发明仅由所附权利要求限定，所附权利要求包括在本申请未决期间进行的任何修改以及所发布的那些权利要求的所有等同物。
尽管已经具体参照其某些示例性方面详细描述了各种示例性实施例，但是应当理解，本发明能够具有其它示例性实施例，并且其细节能够在各种明显方面进行修改。对于本领域技术人员显而易见的是，在本发明的精神和范围内可以作出变化和修改。因此，前述公开、描述和附图仅用于说明目的，而不以任何方式限制本发明，本发明仅由权利要求限定。

Claims (10)

1.一种整流器，其特征在于，其包括：
MOSFET晶体管；
具有预定增益的差分放大器；以及
模拟缓冲器，其耦合到所述差分放大器的输出；
其中所述差分放大器被配置成基于输入信号电压与输出信号电压之间的差生成放大信号，并且其中所述模拟缓冲器被配置成基于所述放大信号输出用于切换所述MOSFET晶体管的栅极信号，所述MOSFET晶体管的切换将对应于所述输入信号电压的AC信号转换为对应于所述输出信号电压的整流DC信号。
2.根据权利要求1所述的整流器，其特征在于，所述输入信号电压与所述输出信号电压之间的所述差基于所述MOSFET晶体管两端的电压降。
3.根据权利要求2所述的整流器，其特征在于，所述差分放大器包括：
基于第一偏置电流和所述输入信号电压的第一输入；以及
基于第二偏置电流和所述输出信号电压的第二输入，
其中所述第二偏置电流不同于所述第一偏置电流。
4.根据权利要求3所述的整流器，其特征在于，所述差分放大器的所述第一输入和所述第二输入将基于对应于所述输入信号电压的所述AC信号的振荡而变化。
5.根据权利要求1所述的整流器，其特征在于，所述模拟缓冲器被配置成基于所述AC信号的输入信号电压而被启用和停用。
6.根据权利要求1所述的整流器，其特征在于，进一步包括：
第一二极管，其耦合到所述差分放大器的第一输入；以及
第二二极管，其耦合到所述差分放大器的第二输入，
其中所述第一二极管和所述第二二极管阻断从包括所述MOSFET晶体管的信号路径到所述差分放大器的反向电流。
7.一种整流器，其特征在于，其包括：
第一级，其被配置成将AC信号转换为第一整流信号；以及
第二级，其被配置成将所述AC信号转换为第二整流信号，
其中所述第一级和所述第二级中的每一个包括：
(a)MOSFET晶体管，
(b)具有预定增益的差分放大器，以及
(c)模拟缓冲器，其耦合到所述差分放大器的输出；
其中所述差分放大器被配置成基于输入信号电压与输出信号电压之间的差生成放大信号，并且其中所述模拟缓冲器被配置成基于所述放大信号输出用于切换所述MOSFET晶体管的栅极信号，所述MOSFET晶体管的切换将对应于所述输入信号电压的所述AC信号转换为所述第一整流信号和所述第二整流信号中对应的一个。
8.根据权利要求7所述的整流器，其特征在于，所述第一整流信号相对于所述第二整流信号移位以生成DC信号，所述第一整流信号对应于所述AC信号的第一部分，且所述第二整流信号对应于与所述AC信号的所述第一部分不同的所述AC信号的第二部分。
9.根据权利要求8所述的整流器，其特征在于，进一步包括：
电容器，其耦合到通常连接到所述第一级和所述第二级的节点。
10.根据权利要求7所述的整流器，其特征在于，进一步包括：
偏置电路，其被配置成生成用于所述第一级和所述第二级的偏置。
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