CN112187090A - 基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源，包括AC‑DC整流模块可调输出单元、PWM信号发生单元、多组微秒脉冲电源功率模块和功率输出端离线组合连接单元，AC‑DC整流模块可调输出单元输入端与外部交流市电电连接，AC‑DC整流模块可调输出单元输出端与微秒脉冲电源功率模块输入端之间电连接，多组微秒脉冲电源功率模块之间并联，PWM信号发生单元与微秒脉冲电源功率模块电连接；根据脉冲电源的应用环境需求和变压器能量效率模型分析方法，确定组合模块数目和构架连接形式，解决了传统构架下的微秒脉冲电源输出电性能较差的问题，在相同的脉冲功率输出条件下，减小了整机体积，满足等离子体放电研究领域多样化的应用需求。

Description

基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲 电源

技术领域

本发明涉及高压脉冲电源技术领域，具体为基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源。

背景技术

等离子体应用存在多种放电形式，不同的放电形式具有不同的应用场景，如空气射流放电产生低温等离子体广泛应用于等离子体医学，能够有效地灭活各种细菌、病毒等致病微生物，同时弥补传统化学试剂处理的低效和化学残留的问题，同时也可进行工业应用中的等离子体表面改性和表面处理等。该类型的等离子体应用场合需要大功率微秒高压脉冲电源输出的脉冲幅度可调、脉冲宽度可调、脉冲频率可调以及脉冲输出个数可调等特性。

传统的隔离式高压脉冲发生电路多采用控制原边开关功率晶体管的开通与关断，通过变压器的匝比直接将低压转换为高压脉冲。这种方法，当脉冲频率较低时，变压器体积庞大，并且高压端的脉冲电压幅值不宜控制。还有一种高压发生器电路是将高压源输出端与功率开关管串联，通过控制次级高压电源串联的功率开关管实现高压脉冲的输出，这样的控制电路复杂，供电电路需要重复设计，且控制在高压侧，易受到高压侧功率干扰而损坏。

现有的已知的隔离储能元件式微秒脉冲电源实现的方案中，均采用单一拓扑的电路结构形式实现不同脉冲功率等级电源的设计，区别主要体现在储能变压器元件参数设计上，不同发热储能充电时间，不同的脉冲输出频率等。如专利CN206294098U通过控制绝缘栅晶体管的开关频率，来实现精确控制高压脉冲电源的输出电压的精准控制，但是由于高压侧无反馈回路很难实现高精度的脉冲电压幅值控制，同时该高压脉冲电源适用于高压侧容性负载较大电子枪应用场合。同时具有相同拓扑结构的还有专利CN110233577A，其添加了高压侧反馈采样单元来控制PWM控制信号从而实现输出高压功率脉冲电压幅值稳定，同时方便脉冲控制电路与高压电路的分离，适用于单个拓扑且小功率应用场合。故已有类似的微秒脉冲电源技术方案均采用单模块设计所需的输出功率，同时也没有脉冲电源多模块相关应用和控制技术来指导多模块脉冲电源的设计和实现，存在单机体积大，输出能量效率低，可靠性差，成本高等缺点。

应用于等离子体放电应用领域的高压脉冲电源主要可分为两类，分别为基于储能元件式和基于高压开关式。而基于高压开关式的高压脉冲电源一般适用于小功率输出场合，无法满足大功率等离子体放电应用的功率需求，故传统高压脉冲电源实现方案大部分采用储能元件方案。然而，基于储能元件式的高压脉冲电源需要较长的充电时间，保证储能元件可存储足够的多的能量，再瞬间释放能量形成放电脉冲功率，所以整机系统设计的输出功率越大，储能变压器体积会成倍增加，存在整机功率密度低下的问题。其二，在储能式脉冲电源应用领域，没有相关的基于多模块组合的电源系统架构及控制技术方案的提出，不同组合架构的优缺点尚不明确。其三，没有相关的理论模型去指导设计多模块组合架构的实现，无法实现不同等离子体放电负载的最优组合设计。

基于此，本发明设计了基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源(其中“x”是指输出端既可以是并联结构 (Parallel，IPOP)，也可以是串联结构(Series，IPOS))，以解决上述提到的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源，根据脉冲电源的应用环境需求和变压器能量效率模型分析方法，确定组合模块数目和构架连接形式，对多模块输出端进行离线连接，实现微秒脉冲电源整机在特定的应用场合具备最优的输出电气特性，解决了传统构架下的微秒脉冲电源输出电性能较差的问题，同时本发明提出的分布式多模块的IPOx的系统架构，在相同的脉冲功率输出条件下，减小了整机体积，具有高功率密度，高效率，高可靠性等优点，满足等离子体放电研究领域多样化的应用需求，以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源，包括AC-DC整流模块可调输出单元、PWM信号发生单元、多组微秒脉冲电源功率模块和功率输出端离线组合连接单元，所述AC-DC整流模块可调输出单元输入端与外部交流市电电连接，所述AC-DC整流模块可调输出单元输出端与微秒脉冲电源功率模块输入端之间电连接，多组所述微秒脉冲电源功率模块之间并联，所述PWM信号发生单元与微秒脉冲电源功率模块电连接。

优选的，所述微秒脉冲电源功率模块至少为两组。

优选的，所述微秒脉冲电源采用了能量效率和稳定性模型的设计方法。

优选的，所述功率输出端离线组合连接单元的所有输出端口并联连接。

优选的，所述功率输出端离线组合连接单元的所有输出端口串联连接。

优选的，所述微秒脉冲电源功率模块包括直流输入电压的稳压滤波储能电容C_in、带储能电感的高压变压器T和开关晶体管Q，所述 PWM信号发生单元与开关晶体管Q电连接，所述开关晶体Q控制高压变压器T。

优选的，所述高压变压器T的输入端匝数为N_p，所述高压变压器 T的输入端储能电感量为L_p，所述高压变压器的输出端匝数为N_s，所述N_s远大于N_p。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、本发明提出的IPOx架构式微秒脉冲电源解决了大功率微秒脉冲电源输出的能量效率低下的问题，同时具有结构简单，可靠性高，成本低等优点。

2.本发明提出的能量效率模型和系统稳定性模型，可实现定量的设计出多模块组合系统的最优输出的电气特性和系统稳定性特性，整机系统具备理论依据，可靠性高。

3.本发明提出的IPOx系统建模的方法具有普适性，其建模方法和分析思路可应用于任何涉及到多模块单元组合系统中去，具有理论指导意义，通用性强。

4.本发明将所有组合模块的输出分立，经过特定的功率输出端离线组合连接单元，为用户提供多样化的连接接口，从而实现不用应用场景下的最优输出的组合，相比于现有的储能式微秒脉冲电源，本发明的整机组合输出灵活，使用范围广，效率高。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明系统架构示意图；

图2为本发明输出端并联连接IPOP架构示意图；

图3为本发明输出端串联连接IPOS架构示意图；

图4为本发明微秒脉冲电源单模块电路结构示意图；

图5为本发明带寄生参数脉冲变压器电路模型电路图；

图6为本发明开关晶体管开通时变压器高压二次侧等效电路模型示意图；

图7为本发明开关晶体管关断时变压器高压二次侧等效电路模型示意图；

图8为本发明单模块电路中关键点电气波形示意图；

图9为本发明IPOP架构下开关晶体管开通示意图；

图10为本发明IPOP架构下开关晶体管关断示意图；

图11为本发明IPOS架构下开关晶体管开通示意图；

图12为本发明IPOS架构下开关晶体管关断示意图；

图13为本发明2个模块并联输出电气实验波形图；

图14为本发明2个模块串联输出电气实验波形图；

图15为本发明3个模块并联输出电气实验波形示意图；

图16为本发明3个模块串联输出电气实验波形示意图；

图17为本发明多模块IPOx系统下的介质阻挡放电等离子体装置放电状态对比图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例1

请参阅图1-2和图4-10，本发明提供基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源技术方案：包括AC-DC整流模块可调输出单元、PWM信号发生单元、多组微秒脉冲电源功率模块和功率输出端离线组合连接单元，所述AC-DC整流模块可调输出单元输入端与外部交流市电交流220V电连接，输出可调的直流电压Udc，其可调电压值根据用户实际的脉冲功率等级需求进行调节，所述AC-DC 整流模块可调输出单元输出端与微秒脉冲电源功率模块输入端之间电连接，输出端口根据用户确定是应用环境，确定相应的连接方式和模块个数，完成输出功率端口的连接，实现不同模块输出的脉冲功率合成，为后级等离子体放电负载提供所需的脉冲功率，实现均匀放电特性，多组所述微秒脉冲电源功率模块之间并联，所述PWM信号发生单元与微秒脉冲电源功率模块电连接，控制信号部分是由初始PWM信号发生单元以及多路微秒脉冲电源模块的PWM信号输入接口组成，其中所有模块的给定PWM信号相同，从而实现功率叠加，提高输出能量效率。

其中，所述微秒脉冲电源功率模块至少为两组，所述功率输出端离线组合连接单元的所有输出端口并联连接，将多模块的IPOx系统架构中的功率输出端离线组合连接单元中的所有输出端口并联连接，形成输入端并联输出端并联IPOP架构，其结构示意图如图2所示，IPOP 系统主要实现变压器高压二次侧瞬态脉冲电流的叠加，输出脉宽时间不变，完成多个模块多路能量包的叠加效应。

其中，所述微秒脉冲电源功率模块包括直流输入电压的稳压滤波储能电容C_in、带储能电感的高压变压器T和开关晶体管Q，所述PWM 信号发生单元与开关晶体管Q电连接，所述开关晶体Q控制高压变压器T，所述高压变压器T的输入端匝数为N_p，所述高压变压器的输出端匝数为N_s，所述N_s大于N_p，C_in为直流输入电压的稳压滤波储能电容，其电压保持恒定不变，为后级电路提供必要的瞬态的功率。带储能电感的高压变压器T既是储能元件，也是放电元件，受开关晶体管 Q的控制。当PWM控制信号控制开关晶体管Q开通时，直流电压U_dc为变压器的储能电感充电，当开关晶体管Q关断时，变压器储能电感的能量按照安匝守恒原理在高压二次侧进行释放，形成脉冲式高压能量波形，由图4可以看出脉冲能量储能和释放元件即为脉冲变压器T，其带寄生参数的电路模型如图5所示，脉冲变压器的一次侧匝数N_s和二次侧匝数N_p：N_s参数值很大，即N_s>>N_p，才可在二次侧形成高压脉冲式能量。变压器一次侧可等效为储能电感L_p和理想变压器一次侧绕组的并联形式，R_{pa_pri}为一次侧绕组的寄生电阻值，C_{pa_pri}为一次侧绕组的匝间寄生电容值，L_{leak_pri}为原副边耦合系数小于1造成的漏感值。由于实际中的高压脉冲电压器的一次侧绕组匝数较少，铜线相对较粗，故寄生参数R_{pa_pri}，C_{pa_pri}和L_{leak_pri}值通常较小，在微秒脉冲电源的低频脉冲功率输出条件下，该变压器一次侧寄生参数的影响不是非常明显，图6和图7分别为图4中开关晶体管Q的不同开关状态下，脉冲变压器高压二次侧的等效电路模型示意图，对应的关键点的电气波形分析示意图如图8所示，在t₀～t₁阶段：该阶段开关晶体管处于开通状态，直流电源U_dc给变压器原边电感储能，变压器原边绕组电压U_pri即为U_dc，原边绕组电流呈线性上升，电流上升斜率为：

一次侧绕组电流峰值I_{pri_peak}为：

变压器二次侧绕组电压U_sec电压为负压，二极管D₁处于截止状态，故输出电压U_pluse为0V。

在t₁～t₂阶段：开关晶体管Q在t₁时刻有开通变为关断，变压器二次侧串接的高压硅堆二极管D₁导通，由脉冲变压器的安匝守恒原理可以得出瞬时高压二次侧的电流峰值I_{sec_peak}为：

脉冲电源所带的等离子体负载在放电之前可等效为电容，进行能量存储，输出电压U_pluse逐渐升高，在I_sec降为0时，时刻t₂，U_pluse升到最高，达到等离子体放电电压U_{pluse_peak}。同时，该阶段变压器二次侧的高压会通过匝比，反射回原边形成负压，其反射峰值电压为：

在t₂～t₃阶段：该阶段变压器二次侧高压到达等离子体负载的击穿放电电压，对负载寄生电容C_load存储的等量进行释放，负载端产生的放电电流为I_discharge，在t₃时刻放电结束，其微秒脉冲电源完成一个放电周期的工作过程，在t₄时刻，开始下一个脉冲储能放电周期。

由图8给出的单模块微秒脉冲电源工作原理分析可以得出，脉冲电源是通过高压变压器往负载端输出脉冲能量的过程，输出电压取决于等离子体负载的放电击穿电压，输出电流峰值取决于一次侧储能电感电流峰值和匝比，二次侧脉冲电流持续的时间长短取决于单脉冲能量的大小。故微秒脉冲电源模块的电路可等效为恒功率输出负载，输出电压，电流，脉冲持续时间均可变，该特性可保证多个脉冲电源模块的输出端之间既可以进行并联连接，也可以进行串联连接。

由上述结论可知，需要分析多个脉冲电源模块串联连接和并联连接之间的能量效率的差异性。图9-10给出了多个脉冲电源输出端并联连接后，脉冲变压器二次侧并联连接的等效电路模型，由于脉冲变压器根据开关晶体管的工作状态，可分为两种等效电路模型，分别给出图9为开关晶体管Q开通条件下，脉冲变压器二次侧并联连接的等效电路模型，图10为开关晶体管Q关断条件下，脉冲变压器二次侧并联连接的等效电路模型。

由图9可以看出，当开关晶体管Q导通时，高压输出侧的高压硅堆二极管D₁处于截止状态，脉冲变压器模型等效为图6。即使存在多个模块并联，整机输出电压U_pluse始终为0V，输出电流也为0A，其等效电路即为等离子体负载C_load与一个阻抗Z_equ并接。

当开关晶体管Q关断时，如图10所示，所有模块的高压侧的高压硅堆二极管D₁均处于导通状态，忽略二极管的导通压降，等效为等电位导线，则可得到高压输出侧多个模块并联后的等效电路模型及参数。并联后的等效可控电流源总电流即为所有模块二次侧电流的叠加，即：

I_{pri_peak_equ}＝I_{pri_peak_1}+I_{pri_peak_2}+…+I_{pri_peak_n} (5)

假设多个模块一致性相同，则总的二次侧电流：

I_{sec_equ}＝n·I_sec (6)

与可控电流源串联等效电阻R_{pa_sec_equ}为单模块串联电阻R_{pa_sec}的 1/n，二次侧的等效寄生电阻成倍减小，即：

同理串接在功率输出端的二次侧漏感也是成倍减小：

而变压器二次侧的匝间寄生电容则会随着并联连接结构，成倍的增加：

C_{pa_sec_equ}＝n·C_{pa_sec} (9)

由于等离子体负载在击穿放电之前，等效为容性负载C_load，而多模块的并联连接结构会成倍增加等效电容值，与负载电容形成分流：

忽略对能量效率模型影响很小的寄生参数R_{pa_sec_equ}和L_{leak_sec_equ}趋近为0，可得到10中最简化的IPOP二次侧简化模型，可推导出IPOP 架构下的能量效率数学模型为：

由以上分析和推导的过程可以看出IPOP系统架构可以成倍地减小寄生绕线电阻和漏感，整机的输出电气性能稳定，不会因为并联个数的增加而造成输出功率不稳定。但是缺点就是并联等效匝间寄生电容成倍增加，造成整机向等离子体负载输出的能量效率成倍减小。故在确定已知的能量效率和单模块脉冲变压器二次侧的匝间寄生电容参数后，可根据式(11)，计算出IPOP系统的极限模块并联个数N_max值

实施例2

请参阅图1、图3-8和图11-12，本发明提供基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源技术方案：包括AC-DC 整流模块可调输出单元、PWM信号发生单元、多组微秒脉冲电源功率模块和功率输出端离线组合连接单元，所述AC-DC整流模块可调输出单元输入端与外部交流市电交流220V电连接，输出可调的直流电压 U_dc，其可调电压值根据用户实际的脉冲功率等级需求进行调节，所述 AC-DC整流模块可调输出单元输出端与微秒脉冲电源功率模块输入端之间电连接，输出端口根据用户确定是应用环境，确定相应的连接方式和模块个数，完成输出功率端口的连接，实现不同模块输出的脉冲功率合成，为后级等离子体放电负载提供所需的脉冲功率，实现均匀放电特性，多组所述微秒脉冲电源功率模块之间并联，所述PWM信号发生单元与微秒脉冲电源功率模块电连接，控制信号部分是由初始 PWM信号发生单元以及多路微秒脉冲电源模块的PWM信号输入接口组成，其中所有模块的给定PWM信号相同，从而实现功率叠加，提高输出能量效率。

其中，所述微秒脉冲电源功率模块至少为两组，所述功率输出端离线组合连接单元的所有输出端口串联连接，将多模块的IPOx系统架构中的功率输出端离线组合连接单元中的所有输出端口串联连接，形成输入端并联输出端串联IPOS架构，其结构示意图如图3所示。IPOS 系统功率输出接口串联，脉冲变压器高压输出侧功率支路电流不变，脉冲功率持续的脉宽时间变为原来的N倍，完成多个模块N路能量包的叠加效应。

其中，所述微秒脉冲电源功率模块包括直流输入电压的稳压滤波储能电容C_in、带储能电感的高压变压器T和开关晶体管Q，所述PWM 信号发生单元与开关晶体管Q电连接，所述开关晶体Q控制高压变压器T，所述高压变压器T的输入端匝数为N_p，所述高压变压器的输出端匝数为N_s，所述N_s大于N_p，C_in为直流输入电压的稳压滤波储能电容，其电压保持恒定不变，为后级电路提供必要的瞬态的功率。带储能电感的高压变压器T既是储能元件，也是放电元件，受开关晶体管 Q的控制。当PWM控制信号控制开关晶体管Q开通时，直流电压U_dc为变压器的储能电感充电，当开关晶体管Q关断时，变压器储能电感的能量按照安匝守恒原理在高压二次侧进行释放，形成脉冲式高压能量波形，由图4可以看出脉冲能量储能和释放元件即为脉冲变压器T，其带寄生参数的电路模型如图5所示，脉冲变压器的一次侧匝数N_s和二次侧匝数N_p：N_s参数值很大，即N_s>>N_p，才可在二次侧形成高压脉冲式能量。变压器一次侧可等效为储能电感L_p和理想变压器一次侧绕组的并联形式，R_{pa_pri}为一次侧绕组的寄生电阻值，C_{pa_pri}为一次侧绕组的匝间寄生电容值，L_{leak_pri}为原副边耦合系数小于1造成的漏感值。由于实际中的高压脉冲电压器的一次侧绕组匝数较少，铜线相对较粗，故寄生参数R_{pa_pri}，C_{pa_pri}和L_{leak_pri}值通常较小，在微秒脉冲电源的低频脉冲功率输出条件下，该变压器一次侧寄生参数的影响不是非常明显，图6和图7分别为图4中开关晶体管Q的不同开关状态下，脉冲变压器高压二次侧的等效电路模型示意图，对应的关键点的电气波形分析示意图如图8所示，在t₀～t₁阶段：该阶段开关晶体管处于开通状态，直流电源U_dc给变压器原边电感储能，变压器原边绕组电压U_pri即为U_dc，原边绕组电流呈线性上升，电流上升斜率为：

一次侧绕组电流峰值I_{pri_peak}为：

变压器二次侧绕组电压U_sec电压为负压，二极管D₁处于截止状态，故输出电压U_pluse为0V。

在t₁～t₂阶段：开关晶体管Q在t₁时刻有开通变为关断，变压器二次侧串接的高压硅堆二极管D₁导通，由脉冲变压器的安匝守恒原理可以得出瞬时高压二次侧的电流峰值I_{sec_peak}为：

脉冲电源所带的等离子体负载在放电之前可等效为电容，进行能量存储，输出电压U_pluse逐渐升高，在I_sec降为0时，时刻t₂，U_pluse升到最高，达到等离子体放电电压U_{pluse_peak}。同时，该阶段变压器二次侧的高压会通过匝比，反射回原边形成负压，其反射峰值电压为：

在t₂～t₃阶段：该阶段变压器二次侧高压到达等离子体负载的击穿放电电压，对负载寄生电容C_load存储的等量进行释放，负载端产生的放电电流为I_discharge，在t₃时刻放电结束，其微秒脉冲电源完成一个放电周期的工作过程，在t₄时刻，开始下一个脉冲储能放电周期。

由图8给出的单模块微秒脉冲电源工作原理分析可以得出，脉冲电源是通过高压变压器往负载端输出脉冲能量的过程，输出电压取决于等离子体负载的放电击穿电压，输出电流峰值取决于一次侧储能电感电流峰值和匝比，二次侧脉冲电流持续的时间长短取决于单脉冲能量的大小。故微秒脉冲电源模块的电路可等效为恒功率输出负载，输出电压，电流，脉冲持续时间均可变，该特性可保证多个脉冲电源模块的输出端之间既可以进行并联连接，也可以进行串联连接。

由上述结论可知，需要分析多个脉冲电源模块串联连接和并联连接之间的能量效率的差异性，图11-12给出了多个脉冲电源输出端串联连接后，脉冲变压器二次侧并联连接的等效电路模型，由于脉冲变压器根据开关晶体管的工作状态，可分为两种等效电路模型，分别给出图11为开关晶体管Q开通条件下，脉冲变压器二次侧串联连接的等效电路模型，图12为开关晶体管Q关断条件下，脉冲变压器二次侧串联连接的等效电路模型。

由图11可以看出，当开关晶体管Q导通时，高压输出侧的高压硅堆二极管D₁处于截止状态，脉冲变压器模型等效为图7。即使存在多个模块串联，整机输出电压U_pluse始终为0V，输出电流也为0A，其等效电路即为等离子体负载C_load与一个阻抗Z_equ并接。

当开关晶体管Q关断时，如图12所示，所有模块的高压侧的高压硅堆二极管D₁均处于导通状态，忽略二极管的导通压降，等效为等电位导线，则可得到高压输出侧多个模块串联后的等效电路模型及参数。串联后的等效可控电流源总电流与单模块二次侧电流一致，即：

I_{pri_peak_equ}＝I_{pri_peak} (12)

I_{sec_equ}＝I_sec (13)

与可控电流源串联等效电阻R_{pa_sec_equ}为单模块串联电阻R_{pa_sec}的n 倍，二次侧的等效寄生电阻成倍增加，即：

R_{pa_sec_equ}＝n·R_{pa_sec} (14)

同理串接在功率输出端的二次侧漏感也是成倍增加：

L_{leak_sec_equ}＝n·L_{leak_sec} (15)

而变压器二次侧的匝间寄生电容则会随着串联连接结构，成倍的减小：

由于等离子体负载在击穿放电之前，等效为容性负载C_load，故多模块的串联连接结构会成倍减小等效电容值，负载电容几乎可得到全部的脉冲电流：

I_out≈I_{sec_equ} (17)

忽略等效匝间寄生电容的影响，C_{pa_sec_equ}趋近为0，得到图12中 IPOS系统二次侧的最终简化模型，可推导出IPOS架构下的能量效率数学模型为：

η_IPOS≈100％ (18)

其中变压器二次侧的寄生电阻R_{pa_sec_equ}与模块数成正比，但是实际工程中的该阻值也在几十欧姆左右，二次侧绕组流过的电流也只有毫安级别，故脉冲能量在R_{pa_sec_equ}的消耗很小，IPOS构架系统的能量效率接近100％。然而，影响IPOS系统模块串联个数的并不是能量效率这个参数，而是等效漏感L_{leak_sec_equ}的大小，等效漏感L_{leak_sec_equ}越大与负载电容C_load发生LC谐振的频率就会越低，会引起输出功率振荡，造成整机系统不稳定，其稳定性参数模型即谐振频率为：

由以上分析和推导的过程可以看出IPOS系统架构会成倍地增加寄生绕线电阻和漏感，当输出所带的等离子体负载的寄生电容C_load越大时，越容易与等效漏感L_{leak_sec_equ}发生低频谐振，造成整机的输出电气性能不稳定，造成系统振荡。但是其等效匝间寄生电容成倍减小，在串接的模块个数有限前提下，整机输出的脉冲功率的能量效率最高。在相同的额定功率条件下，IPOS系统会IPOP系统具有更好的等离子体负载放电效果。

实施例3

请参阅图13-17，采用30W的微秒脉冲电源作为IPOx系统的单模块单元，所带的负载为介质阻挡放电的等离子体发生电极装置。图 13-16分别对比给出了2个模块并联与2个模块串联的输出电气实验波形，如图13和图14所示，同时图15和图16给出了3个模块并联与3 个模块串联的输出对比波形，其中CH2为同一个PWM控制输入信号， CH1为电源输出电压波形U_pluse，CH4为脉冲电源系统的输出电流波形 I_out。

根据图13-16中I_out和U_pluse对时间的积分，可以计算出脉冲变压器为等离子体负载提供的脉冲能量的定量值。其中无论是2个模块串联还是3个模块串联的IPOS系统为负载提供的脉冲能量分别为29mJ 和41mJ，相比于同等条件下的2个模块并联和3个模块并联的IPOP 系统的21mJ和32mJ，输出的脉冲能量都要多，输出的脉冲效率高，验证了本发明中提出的能量效率模型的有效性。

图17给出了实验中所采用的介质阻挡放电等离子体电极装置的放电状态图片对比，由图17的等离子体放电区域的分布状态，可以看出 2个模块并联的IPOP电源系统放电效果较明显，存在块状的暗区，而 2个模块串联的IPOS电源系统仅存在点状的暗区，2模块的IPOS电源系统的放电效果好于2模块的IPOP电源系统。同理，3个模块并联的 IPOP电源系统放电均匀性更佳，仅存在少量点状暗区，而3个模块串联的IPOS电源系统实现了电极的均匀放电，等离子体完全分布均匀， 3模块的IPOS电源系统的放电效果好于3模块的IPOP电源系统。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上公开的本发明优选实施例只是用于帮助阐述本发明。优选实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式。显然，根据本说明书的内容，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地理解和利用本发明。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (7)

1.基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源，其特征在于：包括AC-DC整流模块可调输出单元、PWM信号发生单元、多组微秒脉冲电源功率模块和功率输出端离线组合连接单元，所述AC-DC整流模块可调输出单元输入端与外部交流市电电连接，所述AC-DC整流模块可调输出单元输出端与微秒脉冲电源功率模块输入端之间电连接，多组所述微秒脉冲电源功率模块之间通过功率输出端离线组合连接单元串联或并联连接，所述PWM信号发生单元与微秒脉冲电源功率模块电连接。

2.根据权利要求1所述的基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源，其特征在于：所述微秒脉冲电源功率模块至少为两组。

3.根据权利要求1所述的基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源，其特征在于：所述微秒脉冲电源采用了能量效率和稳定性模型的设计方法。

4.根据权利要求1所述的基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源，其特征在于：所述功率输出端离线组合连接单元的所有输出端口并联连接。

5.根据权利要求1所述的基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源，其特征在于：所述功率输出端离线组合连接单元的所有输出端口串联连接。

6.根据权利要求1所述的基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源，其特征在于：所述微秒脉冲电源功率模块包括直流输入电压的稳压滤波储能电容C_in、带储能电感的高压变压器T和开关晶体管Q，所述PWM信号发生单元与开关晶体管Q电连接，所述开关晶体Q控制高压变压器T。

7.根据权利要求6所述的基于能量效率和稳定性设计模型的IPOx构架式高压微秒脉冲电源，其特征在于：所述高压变压器T的输入端匝数为N_p，所述高压变压器T的输入端的储能电感量为L_p，所述高压变压器的输出端匝数为N_s，所述N_s大于N_p。

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