CN112165270A - 一种低开关频率的三电平变流器优化脉冲控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种低开关频率的三电平变流器优化脉冲控制方法。针对大功率三电平变流器系统，采用一种虚拟磁链轨迹跟踪的低开关频率控制，在兼顾变流器性能的同时降低变流器系统的开关频率，降低大功率变流器系统的开关损耗，由此提高系统效率。本发明将变流器等效为交流电机，通过变流器的虚拟磁链轨迹跟踪控制，根据虚拟定子磁链误差基于SHEPWM进行脉冲的实时调整，使得驱动波形既能基本维持优化PWM形态，又具有较快的动态响应能力。本发明能使变流器工作在低开关频率下，保证变流器的稳态与动态性能，在中高压大功率领域具有较好的应用前景。

Description

一种低开关频率的三电平变流器优化脉冲控制方法

技术领域

本发明涉及大功率电力电子技术领域，更具体地，涉及一种低开关频率的三电平变流器优化脉冲控制方法。

技术背景

二极管箝位型三电平变流器相较于传统两电平变流器，采用了更多的功率半导体器件因而提升了电力电子设备的容量。在大容量电力电子系统应用中，系统工作在高电压和大电流工况下，功率开关器件的开关损耗和由此产生的热量不容忽视。降低功率器件的开关频率可以减少损耗，提高电力电子系统的效率。在低开关频率条件下，传统的控制算法难以实现对电力电子系统的稳定控制，是大功率电能变换装置控制的主要难题之一。

发明内容

针对现有技术的以上需求，本发明提供了一种低开关频率的三电平变流器优化脉冲控制方法，其目的在于在实现和传统控制方法相当的性能情况下，降低三电平变流器的开关频率至350Hz左右，从而减少开关损耗，提高大功率电能变换设备的效率。

本发明提供一种适用于三电平变流器的虚拟磁链轨迹跟踪控制方法，主要包括：

一种低开关频率的三电平变流器优化脉冲控制方法，采用调制系数计算模块和功率角计算模块；所述调制系数计算模块以稳态基准值为参考，叠加无功功率偏差PI调节器进行动态微调求取SHEPWM的调制系数；所述功率角计算模块的三个输入变量分别为直流母线电压外环的输出的给定有功功率、状态观测器输出的虚拟定子磁链、虚拟转子磁链的幅值，据此计算出功率角，再根据功率角得到参考的虚拟磁链角度。

优选地，所述调制系数计算模块的稳态基准值为：

m^*＝u_dc ^*/u_dc0

m^*为调制系数的稳态基准值，u_dc ^*为给定直流母线电压，u_dc0为不控整流母线电压，即变流器在不控整流模式下输出的直流母线电压；所述调制系数计算模块叠加于一个比例+积分(PI)控制器之后，该控制器的输入为无功功率给定值与估算反馈值的偏差。

优选地，所述功率角计算模块根据直流母线电压控制器输出功率给定指令P^*和虚拟定子磁链矢量幅值|ψ_s|、虚拟转子磁链幅值|ψ_r|计算给定的功率角γ为：

功率角γ的取值范围为：0<γ<π/4，f为整流器输入侧电网的频率，L为三相电感值。

优选地，所述参考虚拟磁链角度

由功率角γ和虚拟转子磁链角度

确定，计算式为：

优选地，所述虚拟磁链轨迹跟踪控制器的输入为对SHEPWM积分得到的参考虚拟定子磁链与实际观测虚拟定子磁链的误差。

本发明与现有技术相比较，具有如下显而易见的突出实质性特点和显著优点：

1、本发明根据虚拟磁链轨迹误差对SHEPWM的优化开关角进行微幅调整，输出PWM波形可维持低电压谐波畸变的SHEPWM形态；

2、本发明能达到降低开关频率至350Hz，并能同时获得较小的电流畸变和较快的动态响应；

3、本发明是一种不同于直接转矩控制和矢量控制的新型高性能控制方法，能有效应用于中压大功率系统的控制，降低开关器件损耗，提高系统效率；

4、本发明完全通过软件算法实现，不需要增加任何的硬件成本，具有通用性，便于移植。

附图说明

图1是三电平变流器拓扑结构图。

图2是本发明的控制原理图。

图3是按照本发明实现的A相网侧电压、电流波形和A相电流THD。

图4是按照本发明实现的虚拟定子磁链轨迹和电流轨迹。

图5是按照本发明实现的PWM波形。

图6是按照本发明实现的直流母线电压和A相网侧电压、电流的动态响应波形。

具体实施方式

为了更清晰的解释本发明的技术方案，以下结合附图和实施例，对本发明的技术方案和效果进行更详细的说明。应当理解，此处所描述的优选实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例一：

参见图2，一种低开关频率的三电平变流器优化脉冲控制方法，采用调制系数计算模块和功率角计算模块；所述调制系数计算模块以稳态基准值为参考，叠加无功功率偏差PI调节器进行动态调节获得SHEPWM的调制系数；所述功率角计算模块的三个输入变量分别为直流母线电压外环输出的给定有功功率、状态观测器输出的虚拟定子磁链、虚拟转子磁链的幅值，据此计算出功率角，再根据功率角得到参考的虚拟磁链角度。

本实施例能实现和传统控制方法相当的性能情况下，降低三电平变流器的开关频率至350Hz左右，从而减少开关损耗，提高大功率电能变换设备的效率。

实施例二：

本实施例与实施例一基本相同，特别之处如下：

所述调制系数计算模块的稳态基准值为：

m^*＝u_dc ^*/u_dc0

m^*为调制系数的稳态基准值，u_dc ^*为给定直流母线电压，u_dc0为不控整流母线电压，即变流器在不控整流模式下输出的直流母线电压；所述调制系数计算模块叠加于一个比例+积分(PI)控制器之后，该控制器的输入为系统无功功率给定值与估算反馈值的偏差。

所述功率角计算模块根据直流母线电压控制器输出功率给定指令P^*和虚拟定子磁链矢量幅值|ψ_s|、虚拟转子磁链幅值|ψ_r|计算给定的功率角γ为：

功率角γ的取值范围为：0<γ<π/4，f为整流器输入侧电网的频率，L为三相电感值。

参考虚拟磁链角度

由功率角γ和虚拟转子磁链角度

确定，计算式为：

还包括虚拟磁链轨迹跟踪控制器；所述虚拟磁链轨迹跟踪控制器的输入为对SHEPWM积分得到的参考虚拟定子磁链与实际观测虚拟定子磁链的误差。

本实施例适用于三电平变流器的低开关频率控制方法针对大功率三电平变流器系统，本发明提供了一种虚拟磁链轨迹跟踪的低开关频率控制方法，在兼顾变流器性能的同时降低变流器系统的开关频率，降低大功率变流器系统的开关损耗，由此提高系统效率。本实施例将变流器等效为交流电机，通过变流器的虚拟磁链轨迹跟踪控制，根据虚拟定子磁链误差基于SHEPWM进行脉冲的实时调整，使得驱动波形既能基本维持优化PWM形态，又具有较快的动态响应能力。本发明能使变流器工作在低开关频率下，保证变流器的稳态与动态性能，在中高压大功率领域具有较好的应用前景。

实施例三：

本实施例与上述实施例基本相同，特别之处如下：

在本实施例中，一种适用于变流器的低开关频率控制方法，现结合附图及具体实例详述如下：

如图1所示，变流器包括三相交流电源、网侧滤波电感、功率半导体器件、电容和负载；变流器采用二极管钳位型三电平拓扑结构，共三相桥臂，每相桥臂共由4个功率半导体器件和2个钳位二极管构成；三相桥臂的中点连接到均压电容的中性点，用于构成中点电位O，使得每相桥臂可输出三种开关状态P、O、N；

低开关频率的三电平变流器优化脉冲控制方法通过如图2所示流程实现。控制算法包含状态观测模块、直流母线电压控制器、功率角计算模块、调制系数计算模块、SHEPWM优化脉冲模式表、参考虚拟轨迹模块和虚拟磁链轨迹跟踪控制器组成。通过这些模块，实现三电平变流器优化脉冲控制算法的具体步骤如下：

(1)通过传感器及采样反馈电路检测直流母线电压u_dc，检测电网电压u_a、u_b和网侧电流i_a、i_b并进行坐标变换到两相静止坐标系；

其中，u_α、u_β和i_α、i_β分别为两相静止坐标下的电网侧电压和电流；

(2)根据电压u_α、u_β和电流i_α、i_β计算两相静止坐标下的虚拟定子磁链ψ_sα与ψ_sβ、虚拟转子磁链ψ_rα与ψ_rβ，并根据ψ_sα、ψ_sβ、ψ_rα、ψ_rβ计算虚拟定转子矢量的幅值|ψ_s|、|ψ_r|以及虚拟转子磁链相位角

ψ_sα＝∫u_sαdt

ψ_sβ＝∫u_sβdt；

ψ_rα＝ψ_sα+Li_α

ψ_rβ＝ψ_sβ+Li_β；

(3)根据直流母线电压控制器输出功率给定指令P^*和虚拟定子磁链矢量幅值|ψ_s|、虚拟转子磁链幅值|ψ_r|计算给定的功率角γ；

功率角γ的取值范围为：0<γ<π/4，f为整流器输入侧电网的频率，L为三相电感；

(4)根据功率角γ和虚拟转子磁链角度

相加得到参考虚拟磁链角度

(5)计算调制系数计算模块的稳态基准值：

m^*＝u_dc ^*/u_dc0；

m^*为调制系数的稳态基准值，u_dc ^*为给定直流母线电压，u_dc0为最低母线电压，即在不控整流模式下运行时直流母线电压。计算得到的稳态基准值叠加于一个无功功率偏差PI控制器之后，确定SHEPWM的调制系数m；

(6)通过给定调制系数m，确定四分之一周期脉冲个数N＝7，查询SHEPWM优化脉冲模式表P(m,N)，得到离线计算好的SHEPWM开关角，即可输出SHEPWM波形，由

确定SHEPWM的初始相位，从而确定了积分运算的初值，然后对SHEPWM的输出电压积分可得到确定虚拟参考定子磁链ψ_s ^*；

(7)将虚拟参考磁链ψ_s ^*和实时观测虚拟定子磁链ψ_s间的误差ψ_{s_err}输出到虚拟磁链轨迹跟踪控制器，虚拟磁链轨迹跟踪控制器根据ψ_{s_err}对SHEPWM脉冲进行实时调整；当虚拟磁链偏差ψ_{s_err}>0时，调整SHEPWM的离线开关角往增大虚拟定子磁链ψ_s的方向移动；当虚拟磁链偏差ψ_{s_err}<0时，调整SHEPWM的离线开关角往减小虚拟定子磁链ψ_s的方向移动；以A相为例，开关时刻修正量为：

ψ_{s_err}为A相虚拟磁链偏差，V_dc为直流母线电压，1/4个周期内有N个开关角，一个基波周期有4N个开关角，记为i＝1,2,3…,4N；相类似的，B相和C相分别滞后A相120°和240°；

(8)根据虚拟磁链轨迹跟踪控制器调整后的开关角，在相应时刻发出高低电平信号指令，控制三个桥臂共12个功率半导体器件动作，实现对三电平变流器的优化脉冲控制。

如图3所示，为依照本实施例实现的变流器A相网侧电压和电流波形以及A相电流波形的谐波分析，THD代表总谐波失真度。能看出网侧电压和网侧电流同相位，功率因素较高，电流正弦度较为理想，谐波含量较低，证明本发明方案实现了变流器的技术指标；

如图4所示，为依照本实施例方法的变流器的虚拟定、转子磁链轨迹和网侧电流轨迹，可看出实际虚拟定子磁链轨迹不断跟随给定的虚拟定子磁链轨迹，且均呈现圆形轨迹，证明了本发明方案磁链轨迹跟踪控制器的有效性。

如图5所示，为依照本实施例的PWM驱动信号，包括离线查表的SHEPWM波形和在此基础上移位的PWM波形，可以看出控制器对SHEPWM波形作出了小幅度调整，且调整后一个周期内的开关角数量不变，维持了低开关频率的SHEPWM形态。

如图6所示，为依照本实施例实现的直流母线电压和以A相为例的网侧电压、电流的动态响应波形。0.1s时直流母线电压给定值由640V突加为750V，如图可见动态响应过程平稳，直流母线电压能较快跟随给定值，网侧电流大小相对应直流母线电压的增大而增大且快速跟随网侧电压相位。

本实施例根据虚拟磁链轨迹误差对SHEPWM的优化开关角进行微幅调整，输出PWM波形可维持低电压谐波畸变的SHEPWM形态；本实施例能达到降低开关频率至350Hz，并能同时获得较小的电流畸变和较快的动态响应；本实施例实现一种不同于直接转矩控制和矢量控制的新型高性能控制方法，能有效应用于中压大功率系统的控制，降低开关器件损耗，提高系统效率；本实施例方法完全通过软件算法实现，不需要增加任何的硬件成本，具有通用性，便于移植。通过采用本实施例所述控制方案，可以实现三电平变流器的低开关频率控制，以上算法均采用软件实现，不增加额外的硬件成本。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种低开关频率的三电平变流器优化脉冲控制方法，其特征在于：采用调制系数计算模块和功率角计算模块；所述调制系数计算模块以稳态基准值为参考，叠加无功功率偏差PI调节器进行动态调节获得SHEPWM的调制系数；所述功率角计算模块的三个输入变量分别为直流母线电压外环输出的给定有功功率、状态观测器输出的虚拟定子磁链、虚拟转子磁链的幅值，据此计算出功率角，再根据功率角得到参考的虚拟磁链角度。

2.如权利要求1所述低开关频率的三电平变流器优化脉冲控制方法，其特征在于：所述调制系数计算模块的稳态基准值为：

m^*＝u_dc ^*/u_dc0

m^*为调制系数的稳态基准值，u_dc ^*为给定直流母线电压，u_dc0为不控整流母线电压，即变流器在不控整流模式下输出的直流母线电压；所述调制系数计算模块叠加于一个比例和积分(PI)控制器之后，该控制器的输入为系统无功功率给定值与估算反馈值的偏差。

3.如权利要求1所述低开关频率的三电平变流器优化脉冲控制方法，其特征在于：所述功率角计算模块根据直流母线电压控制器输出功率给定指令P^*和虚拟定子磁链矢量幅值|ψ_s|、虚拟转子磁链幅值|ψ_r|计算给定的功率角γ为：

功率角γ的取值范围为：0<γ<π/4，f为整流器输入侧电网的频率，L为三相电感值。

4.如权利要求1所述低开关频率的三电平变流器优化脉冲控制方法，其特征在于：参考虚拟磁链角度

由功率角γ和虚拟转子磁链角度

确定，计算式为：

5.如权利要求1所述低开关频率的三电平变流器优化脉冲控制方法，其特征在于：还包括虚拟磁链轨迹跟踪控制器；所述虚拟磁链轨迹跟踪控制器的输入为对SHEPWM积分得到的参考虚拟定子磁链与实际观测虚拟定子磁链的误差。

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