CN112152521B - 一种无刷直流电机升压集成驱动系统及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种无刷直流电机升压集成驱动系统及控制方法，通过对开关器件耦合使用，组成前级Boost DC‑DC变换器拓扑电路，实现对输入源的电压调节作用；同时组成后级三相全桥功率变换器拓扑电路，前级Boost DC‑DC变换器调节的输出电压作为后级三相全桥功率变换器拓扑电路的输入源，对无刷直流电机驱动进行供电，达到电机调速的效果；本发明不仅在硬件电路上实现集成拓扑，同时在系统控制方法上实现集成控制方式，本发明集成拓扑电路简单、体积小、对输入源电池电压适应性较高，适合应用于纯电动汽车领域，既可以驱动电动车运行，又可以在电动车发生制动情况下对制动能量的收集，节约能源，提高电动车行驶距离。

Description

一种无刷直流电机升压集成驱动系统及控制方法
技术领域
本发明涉及一种无刷直流电机升压集成驱动系统及控制方法，属于电机驱动控制技术领域。
背景技术
无刷直流电机属于永磁同步电机中一种，具有无电刷、低干扰、运行噪声低、运转流畅、寿命长、低维护成本等优势。传统无刷直流电机调速电路主要使用三相全桥功率变换器，对功率变换器电路的研究，有助于改善电路驱动控制方式，使电机驱动系统集成化。三相全桥功率变换器每一桥臂使用两个二极管、两个开关管。无刷直流电机的三相全桥功率变换器驱动电路，在电机发生制动的情况下，反馈的能量不利于进行回收采集，在能源使用效率上较差。双向DC-DC变换器作为电力储能技术的一种，在能源双向流动上具有明显优势，且其控制技术较为成熟。使用DC-DC变换器级联三相全桥功率变换器级联控制无刷直流电机，由于桥臂个数的增加，导致功率器件个数成对增加，成本不容易控制。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种无刷直流电机升压集成驱动系统及控制方法，不仅具有良好的DC-DC变换器母线升压功能，实现能量双向流通，而且具有良好的无刷直流电机调速性能，有效降低变换器开关损耗和系统平台的成本，提升电源利用率和系统综合效率。
本发明为了解决上述技术问题采用以下技术方案：本发明设计了一种无刷直流电机升压集成驱动系统，包括电源U1、第一电解电容C1、第二电解电容C2、电感L、第一MOS开关管K1、第一二极管D1、第二MOS开关管K2、第二二极管D2、第三MOS开关管K3、第三二极管D3、第四MOS开关管K4、第四二极管D4、第五MOS开关管K5、第五二极管D5、第六MOS开关管K6、第六二极管D6、第七MOS开关管K7、第七二极管D7、以及三相电机中的A相绕组、B相绕组、C相绕组；
其中，第一MOS开关管K1的源极与第一二极管D1的阳极相对接，第一MOS开关管K1的漏极与第一二极管D1的阴极相对接，第二MOS开关管K2的源极与第二二极管D2的阳极相对接，第二MOS开关管K2的漏极与第二二极管D2的阴极相对接，第三MOS开关管K3的源极与第三二极管D3的阳极相对接，第三MOS开关管K3的漏极与第三二极管D3的阴极相对接，第四MOS开关管K4的源极与第四二极管D4的阳极相对接，第四MOS开关管K4的漏极与第四二极管D4的阴极相对接，第五MOS开关管K5的源极与第五二极管D5的阳极相对接，第五MOS开关管K5的漏极与第五二极管D5的阴极相对接，第六MOS开关管K6的源极与第六二极管D6的阳极相对接，第六MOS开关管K6的漏极与第六二极管D6的阴极相对接，第七MOS开关管K7的源极与第七二极管D7的阳极相对接，第七MOS开关管K7的漏极与第七二极管D7的阴极相对接；
电源U1的正极分别对接第一电解电容C1的正极、电感L的其中一端，电感L的另一端分别对接第三MOS开关管K3的漏极、第二MOS开关管K2的源极，第二MOS开关管K2的漏极对接第一MOS开关管K1的源极；第四MOS开关管K4的源极对接第五MOS开关管K5的漏极，第六MOS开关管K6的源极对接第七MOS开关管K7的漏极；第一MOS开关管K1的漏极、第二电解电容C2的正极、第四MOS开关管K4的漏极、第六MOS开关管K6的漏极四者相连接；电源U1的负极分别对接第一电解电容C1的负极、第三MOS开关管K3的源极、第二电解电容C2的负极、第五MOS开关管K5的源极、第七MOS开关管K7的源极；
三相电机中的A相绕组对接第一MOS开关管K1的源极，三相电机中的B相绕组对接第四MOS开关管K4的源极，三相电机中的C相绕组对接第六MOS开关管K6的源极。
与上述相对应，本发明还设计了一种无刷直流电机升压集成驱动系统的控制方法，包括如下步骤：
步骤A.采集第二电解电容C2两端的实际电压值U2，获得其与第二电解电容C2两端参考电压值U2_ref的差值，并针对该差值进行PI调节，获得电感电流参考值IL_ref，然后进入步骤B；
步骤B.采集经过电感L的实际电感电流IL，获得其与电感电流参考值IL_ref的差值，并针对该差值依次经过PI调节与限幅操作，获得限幅结果信号，然后进入步骤C；
步骤C.将限幅结果信号与预设高频三角载波进行比较，选取小于预设高频三角载波的信号，作为第三MOS开关管K3的控制信号
Figure BDA0002696275720000031
然后进入步骤D；
步骤D.执行方波控制方法或者正弦波SVPWM调节方式，获得第一MOS开关管K1的控制信号
Figure BDA0002696275720000032
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure BDA0002696275720000033
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure BDA0002696275720000034
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure BDA0002696275720000035
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure BDA0002696275720000036
然后进入步骤E；
步骤E.针对第一MOS开关管K1的控制信号
Figure BDA0002696275720000037
与第三MOS开关管K3的控制信号
Figure BDA0002696275720000038
应用逻辑与非运算，获得第二MOS开关管K2的控制信号
Figure BDA0002696275720000039
然后进入步骤F；
步骤F.应用第一MOS开关管K1的控制信号
Figure BDA00026962757200000310
第二MOS开关管K2的控制信号
Figure BDA00026962757200000311
第三MOS开关管K3的控制信号
Figure BDA00026962757200000312
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure BDA00026962757200000313
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure BDA00026962757200000314
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure BDA00026962757200000315
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure BDA00026962757200000316
分别针对第一MOS开关管K1、第二MOS开关管K2、第三MOS开关管K3、第四MOS开关管K4、第五MOS开关管K5、第六MOS开关管K6、第七MOS开关管K7进行控制。
作为本发明的一种优选技术方案，所述步骤D中，按如下步骤Di-1至步骤Di-4，执行方波控制方法；
步骤Di-1.采集三相电机的实际转速n，获得其与参考转速nref的差值，并针对该差值依次经过PI调节与限幅操作，获得限幅结果信号，然后进入步骤Di-2；
步骤Di-2.将限幅结果信号与预设高频三角载波进行比较，选取小于预设高频三角载波的信号，作为调节控制信号，然后进入步骤Di-3；
步骤Di-3.采集三相电机的三相霍尔信号，经过方波控制获得各相的导通区间，进而获得第一MOS开关管K1、第四MOS开关管K4、第五MOS开关管K5、第六MOS开关管K6、第七MOS开关管K7分别所对应的基础控制信号，然后进入步骤Di-4；
步骤Di-4.针对第一MOS开关管K1、第四MOS开关管K4、第五MOS开关管K5、第六MOS开关管K6、第七MOS开关管K7分别所对应的基础控制信号，分别结合调节控制信号经过逻辑与运算，即获得第一MOS开关管K1的控制信号
Figure BDA0002696275720000041
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure BDA0002696275720000042
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure BDA0002696275720000043
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure BDA0002696275720000044
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure BDA0002696275720000045
作为本发明的一种优选技术方案，所述步骤D中，按如下步骤Dii-1至步骤Dii-4，执行正弦波SVPWM调节方式；
步骤Dii-1.采集三相电机的各相电流Ia、Ib、Ic，并执行Clark变化，获得电流Ialpha与电流Ibeta，然后进入步骤Dii-2；
步骤Dii-2.针对电流Ialpha与电流Ibeta执行Park变换，获得电流ID与电流IQ，然后进入步骤Dii-3；
步骤Dii-3.采集三相电机的实际转速n，获得其与参考转速nref的差值，并针对该差值进行PI调节，获得电流IQ的参考电流值IQref，然后进入步骤Dii-4；
步骤Dii-4.获得电流IQ与其参考电流值IQref之间的差值，并针对该差值进行PI调节，获得Ualpha；同时，获得电流ID与其参考电流值0之间的差值，并针对该差值进行PI调节，获得Ubeta；然后进入步骤Dii-5；
步骤Dii-5.针对Ualpha与Ubeta执行电压Park反变换，然后依次经过SVPWM调制，获得调制信号，并进入步骤Dii-6；
步骤Dii-6.针对调制信号执行限幅操作，获得限幅结果信号，并进入步骤Dii-7；
步骤Dii-7.将限幅结果信号与预设高频三角载波进行比较，选取小于预设高频三角载波的信号，作为第一MOS开关管K1的控制信号
Figure BDA0002696275720000046
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure BDA0002696275720000047
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure BDA0002696275720000048
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure BDA0002696275720000049
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure BDA00026962757200000410
作为本发明的一种优选技术方案：基于分别针对第一MOS开关管K1、第二MOS开关管K2、第三MOS开关管K3、第四MOS开关管K4、第五MOS开关管K5、第六MOS开关管K6、第七MOS开关管K7的控制，所述无刷直流电机升压集成驱动系统分别构成三种工作模式如下：
工作模式一为Boost DC-DC变换器升压模式，第一MOS开关管K1与第二MOS开关管K2构成一个开关管，包括三相电机在内的后级电路构成负载Load；
工作模式二为Buck DC-DC变换器升压模式，即工作模式一中，当后级电路构中的三相电机发生制动操作，DC-DC变换器工作于能量回收状态；
工作模式三为三相功率变换器模式，第二MOS开关管K2与第三MOS开关管K3与构成一个开关管，第二电解电容C2经过Boost DC-DC变换器进行升压调节，作为三相功率变换器的临时输入源，结合电机三相功率变换器驱动换相调节方式，驱动三相电机换相调速。
本发明所述一种无刷直流电机升压集成驱动系统及控制方法，采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
本发明所设计无刷直流电机升压集成驱动系统及控制方法，通过对开关器件耦合使用，组成前级Boost DC-DC变换器拓扑电路，实现对输入源的电压调节作用；同时组成后级三相全桥功率变换器拓扑电路，前级Boost DC-DC变换器调节的输出电压作为后级三相全桥功率变换器拓扑电路的输入源，对无刷直流电机驱动进行供电，达到电机调速的效果；本发明不仅在硬件电路上实现集成拓扑，同时在系统控制方法上实现集成控制方式，对比传统双向DC-DC变换器级联无刷直流电机功率变换器电路控制器，减少功率器件，降低驱动路数，节约系统成本，降低开关损耗，提高系统运行效率；该集成拓扑电路简单、体积小、对输入源电池电压适应性较高，适合应用于纯电动汽车领域，既可以驱动电动车运行，又可以在电动车发生制动情况下对制动能量的收集，节约能源，提高电动车行驶距离；可以充分利用控制器，实现控制器的集成控制效果；并且控制方式多样化，可以实现方波控制驱动，也可以使用正弦波驱动控制方式。
附图说明
图1是本发明所设计一种无刷直流电机升压集成驱动系统的示意图。
图2是本发明设计中所述DC-DC变换器模式示意图；
图3是本发明设计中三相全桥功率变换器模式示意图；
图4是本发明设计中方波驱动控制框图；
图5是本发明设计中正弦波驱动控制框图；
图6是正弦波中SVPWM模块框图。
其中，S1、S2、S3、S4是电流传感器。
具体实施方式
下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。
本发明设计了一种无刷直流电机升压集成驱动系统，如图1所示，包括电源U1、第一电解电容C1、第二电解电容C2、电感L、第一MOS开关管K1、第一二极管D1、第二MOS开关管K2、第二二极管D2、第三MOS开关管K3、第三二极管D3、第四MOS开关管K4、第四二极管D4、第五MOS开关管K5、第五二极管D5、第六MOS开关管K6、第六二极管D6、第七MOS开关管K7、第七二极管D7、以及三相电机中的A相绕组、B相绕组、C相绕组。
其中，第一MOS开关管K1的源极与第一二极管D1的阳极相对接，第一MOS开关管K1的漏极与第一二极管D1的阴极相对接，第二MOS开关管K2的源极与第二二极管D2的阳极相对接，第二MOS开关管K2的漏极与第二二极管D2的阴极相对接，第三MOS开关管K3的源极与第三二极管D3的阳极相对接，第三MOS开关管K3的漏极与第三二极管D3的阴极相对接，第四MOS开关管K4的源极与第四二极管D4的阳极相对接，第四MOS开关管K4的漏极与第四二极管D4的阴极相对接，第五MOS开关管K5的源极与第五二极管D5的阳极相对接，第五MOS开关管K5的漏极与第五二极管D5的阴极相对接，第六MOS开关管K6的源极与第六二极管D6的阳极相对接，第六MOS开关管K6的漏极与第六二极管D6的阴极相对接，第七MOS开关管K7的源极与第七二极管D7的阳极相对接，第七MOS开关管K7的漏极与第七二极管D7的阴极相对接。
电源U1的正极分别对接第一电解电容C1的正极、电感L的其中一端，电感L的另一端分别对接第三MOS开关管K3的漏极、第二MOS开关管K2的源极，第二MOS开关管K2的漏极对接第一MOS开关管K1的源极；第四MOS开关管K4的源极对接第五MOS开关管K5的漏极，第六MOS开关管K6的源极对接第七MOS开关管K7的漏极；第一MOS开关管K1的漏极、第二电解电容C2的正极、第四MOS开关管K4的漏极、第六MOS开关管K6的漏极四者相连接；电源U1的负极分别对接第一电解电容C1的负极、第三MOS开关管K3的源极、第二电解电容C2的负极、第五MOS开关管K5的源极、第七MOS开关管K7的源极。
三相电机中的A相绕组对接第一MOS开关管K1的源极，三相电机中的B相绕组对接第四MOS开关管K4的源极，三相电机中的C相绕组对接第六MOS开关管K6的源极。
本发明设计了一种无刷直流电机升压集成驱动系统，继承了传统双向DC-DC变换器与传统三相全桥功率变换器的所有优点，相比较传统的DC-DC变换器级联三相全桥功率变换器级联拓扑电路，节省了一个开关管和一个反向二极管；开关器件个数的减少，同样会减少对应的功率驱动电路的路数，驱动控制更为简单，对应的辅助电源个数也减少，电路结构更为简单，对控制器的要求大幅度降低；系统成本和控制难度可以相对减弱；公共第一MOS开关管K1、第二MOS开关管K2、第三MOS开关管K3既需要实现前级的DC-DC变换器功能，又需要与第四MOS开关管K4、第五MOS开关管K5、第六MOS开关管K6、第七MOS开关管K7组成三相全桥功率变换器电路，实现无刷直流电机换相调速功能；通过对前级输出电压的控制，可以有效减小开关管损耗，节约开关管个数。
基于上述所设计无刷直流电机升压集成驱动系统，本发明进一步设计了针对此无刷直流电机升压集成驱动系统的控制方法，具体执行包括如下步骤A至步骤F。
步骤A.采集第二电解电容C2两端的实际电压值U2，获得其与第二电解电容C2两端参考电压值U2_ref的差值，并针对该差值进行PI调节，获得电感电流参考值IL_ref，然后进入步骤B。
步骤B.采集经过电感L的实际电感电流IL，获得其与电感电流参考值IL_ref的差值，并针对该差值依次经过PI调节与限幅操作，获得限幅结果信号，然后进入步骤C。
步骤C.将限幅结果信号与预设高频三角载波进行比较，选取小于预设高频三角载波的信号，作为第三MOS开关管K3的控制信号
Figure BDA0002696275720000071
然后进入步骤D。
步骤D.执行方波控制方法或者正弦波SVPWM调节方式，获得第一MOS开关管K1的控制信号
Figure BDA0002696275720000081
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure BDA0002696275720000082
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure BDA0002696275720000083
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure BDA0002696275720000084
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure BDA0002696275720000085
然后进入步骤E。
对于方波控制方法来说，通过前级Boost DC-DC变换器控制三相全桥功率变换器的母线电压，实现该母线电压的稳压控制，在该母线电压下，通过对第一MOS开关管K1至第三MOS开关管K3的复合使用，实现后级三相全桥功率变换器的功能，对电机进行转速闭环控制。
即实际应用中，如图4所示，上述步骤D按如下步骤Di-1至步骤Di-4，执行方波控制方法，获得第一MOS开关管K1的控制信号
Figure BDA0002696275720000086
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure BDA0002696275720000087
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure BDA0002696275720000088
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure BDA0002696275720000089
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure BDA00026962757200000810
步骤Di-1.采集三相电机的实际转速n，获得其与参考转速nref的差值，并针对该差值依次经过PI调节与限幅操作，获得限幅结果信号，然后进入步骤Di-2。
步骤Di-2.将限幅结果信号与预设高频三角载波进行比较，选取小于预设高频三角载波的信号，作为调节控制信号，然后进入步骤Di-3。
步骤Di-3.采集三相电机的三相霍尔信号，经过方波控制获得各相的导通区间，进而获得第一MOS开关管K1、第四MOS开关管K4、第五MOS开关管K5、第六MOS开关管K6、第七MOS开关管K7分别所对应的基础控制信号，然后进入步骤Di-4。
步骤Di-4.针对第一MOS开关管K1、第四MOS开关管K4、第五MOS开关管K5、第六MOS开关管K6、第七MOS开关管K7分别所对应的基础控制信号，分别结合调节控制信号经过逻辑与运算，即获得第一MOS开关管K1的控制信号
Figure BDA00026962757200000811
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure BDA00026962757200000812
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure BDA00026962757200000813
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure BDA00026962757200000814
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure BDA00026962757200000815
实现母线升压模式下的转速闭环调节。
实际应用中，如图5所示，上述步骤D按如下步骤Dii-1至步骤Dii-7，执行正弦波SVPWM调节方式，获得第一MOS开关管K1的控制信号
Figure BDA0002696275720000091
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure BDA0002696275720000092
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure BDA0002696275720000093
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure BDA0002696275720000094
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure BDA0002696275720000095
步骤Dii-1.采集三相电机的各相电流Ia、Ib、Ic，并执行Clark变化，获得电流Ialpha与电流Ibeta，然后进入步骤Dii-2。
步骤Dii-2.针对电流Ialpha与电流Ibeta执行Park变换，获得电流ID与电流IQ，然后进入步骤Dii-3。
步骤Dii-3.采集三相电机的实际转速n，获得其与参考转速nref的差值，并针对该差值进行PI调节，获得电流IQ的参考电流值IQref，然后进入步骤Dii-4。
步骤Dii-4.获得电流IQ与其参考电流值IQref之间的差值，并针对该差值进行PI调节，获得Ualpha；同时，获得电流ID与其参考电流值0之间的差值，并针对该差值进行PI调节，获得Ubeta；然后进入步骤Dii-5。
步骤Dii-5.针对Ualpha与Ubeta执行电压Park反变换，然后依次经过SVPWM调制，获得调制信号，并进入步骤Dii-6。
步骤Dii-6.针对调制信号执行限幅操作，获得限幅结果信号，并进入步骤Dii-7。
步骤Dii-7.将限幅结果信号与预设高频三角载波进行比较，选取小于预设高频三角载波的信号，作为第一MOS开关管K1的控制信号
Figure BDA0002696275720000096
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure BDA0002696275720000097
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure BDA0002696275720000098
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure BDA0002696275720000099
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure BDA00026962757200000910
如图6所示，是本发明所设计正弦波SVPWM调节方式中SVPWM模块，其中B0、B1、B2是为了计算转子扇区位置N的中间过渡值，X、Y、Z是为了计算每个扇区作用时间T1、T2的中间过渡值，Tpwm和Ts为控制器中使用的PWM的每个周期时间，Tcm1、Tcm2和Tcm3是SVPWM计算后输出的调制信号值。在SVPWM控制方式中，使用霍尔传感器测量转子的位置，用于计算实际转速和转子角度，经过SVPWM算法计算得到的是调制信号Tcm1、Tcm2和Tcm3，与预设高频三角载波进行比较后，得到对应第一MOS开关管K1、第四MOS开关管K4—第七MOS开关管K7的开通和关断信号。
步骤E.针对第一MOS开关管K1的控制信号
Figure BDA0002696275720000101
与第三MOS开关管K3的控制信号
Figure BDA0002696275720000102
应用逻辑与非运算，获得第二MOS开关管K2的控制信号
Figure BDA0002696275720000103
然后进入步骤F。
步骤F.应用第一MOS开关管K1的控制信号
Figure BDA0002696275720000104
第二MOS开关管K2的控制信号
Figure BDA0002696275720000105
第三MOS开关管K3的控制信号
Figure BDA0002696275720000106
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure BDA0002696275720000107
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure BDA0002696275720000108
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure BDA0002696275720000109
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure BDA00026962757200001010
分别针对第一MOS开关管K1、第二MOS开关管K2、第三MOS开关管K3、第四MOS开关管K4、第五MOS开关管K5、第六MOS开关管K6、第七MOS开关管K7进行控制。
在节约开关器件实现硬件电路集成的情况下，实现控制方式上集成控制，不仅具有良好的DC-DC变换器母线升压功能，实现能量双向流通，而且具有良好的无刷直流电机调速性能，有效降低变换器开关损耗和系统平台的成本，提升电源利用率和系统综合效率。
所述无刷直流电机升压驱动集成拓扑电路在驱动过程中，由上文所述，可知第二MOS开关管K2的控制信号
Figure BDA00026962757200001011
是第一MOS开关管K1的控制信号
Figure BDA00026962757200001012
和第三MOS开关管K3的控制信号
Figure BDA00026962757200001013
的与非信号，对应的公式如下：
Figure BDA00026962757200001014
对应的真值表如下表1所示：
表1
Figure BDA00026962757200001015
因此，本发明基于分别针对第一MOS开关管K1、第二MOS开关管K2、第三MOS开关管K3、第四MOS开关管K4、第五MOS开关管K5、第六MOS开关管K6、第七MOS开关管K7的控制，所述无刷直流电机升压集成驱动系统分别构成三种工作模式如下。
如图2所示，工作模式一为Boost DC-DC变换器升压模式，第一MOS开关管K1与第二MOS开关管K2构成一个开关管，包括三相电机在内的后级电路构成负载Load，对应真值表1中的状态2和状态3。
如图2所示，工作模式二为Buck DC-DC变换器升压模式，即工作模式一中，当后级电路构中的三相电机发生制动操作，DC-DC变换器工作于能量回收状态。
如图3所示，工作模式三为三相功率变换器模式，第二MOS开关管K2与第三MOS开关管K3与构成一个开关管，第二电解电容C2经过Boost DC-DC变换器进行升压调节，作为三相功率变换器的临时输入源，对应真值表1中状态1，结合电机三相功率变换器驱动换相调节方式，驱动三相电机换相调速。
上述技术方案所设计无刷直流电机升压集成驱动系统及控制方法，通过对开关器件耦合使用，组成前级Boost DC-DC变换器拓扑电路，实现对输入源的电压调节作用；同时组成后级三相全桥功率变换器拓扑电路，前级Boost DC-DC变换器调节的输出电压作为后级三相全桥功率变换器拓扑电路的输入源，对无刷直流电机驱动进行供电，达到电机调速的效果；本发明不仅在硬件电路上实现集成拓扑，同时在系统控制方法上实现集成控制方式，对比传统双向DC-DC变换器级联无刷直流电机功率变换器电路控制器，减少功率器件，降低驱动路数，节约系统成本，降低开关损耗，提高系统运行效率；该集成拓扑电路简单、体积小、对输入源电池电压适应性较高，适合应用于纯电动汽车领域，既可以驱动电动车运行，又可以在电动车发生制动情况下对制动能量的收集，节约能源，提高电动车行驶距离；可以充分利用控制器，实现控制器的集成控制效果；并且控制方式多样化，可以实现方波控制驱动，也可以使用正弦波驱动控制方式。
上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。

Claims (4)

1.一种无刷直流电机升压集成驱动系统的控制方法，其特征在于，无刷直流电机升压集成驱动系统包括电源U1、第一电解电容C1、第二电解电容C2、电感L、第一MOS开关管K1、第一二极管D1、第二MOS开关管K2、第二二极管D2、第三MOS开关管K3、第三二极管D3、第四MOS开关管K4、第四二极管D4、第五MOS开关管K5、第五二极管D5、第六MOS开关管K6、第六二极管D6、第七MOS开关管K7、第七二极管D7、以及三相电机中的A相绕组、B相绕组、C相绕组；
其中，第一MOS开关管K1的源极与第一二极管D1的阳极相对接，第一MOS开关管K1的漏极与第一二极管D1的阴极相对接，第二MOS开关管K2的源极与第二二极管D2的阳极相对接，第二MOS开关管K2的漏极与第二二极管D2的阴极相对接，第三MOS开关管K3的源极与第三二极管D3的阳极相对接，第三MOS开关管K3的漏极与第三二极管D3的阴极相对接，第四MOS开关管K4的源极与第四二极管D4的阳极相对接，第四MOS开关管K4的漏极与第四二极管D4的阴极相对接，第五MOS开关管K5的源极与第五二极管D5的阳极相对接，第五MOS开关管K5的漏极与第五二极管D5的阴极相对接，第六MOS开关管K6的源极与第六二极管D6的阳极相对接，第六MOS开关管K6的漏极与第六二极管D6的阴极相对接，第七MOS开关管K7的源极与第七二极管D7的阳极相对接，第七MOS开关管K7的漏极与第七二极管D7的阴极相对接；
电源U1的正极分别对接第一电解电容C1的正极、电感L的其中一端，电感L的另一端分别对接第三MOS开关管K3的漏极、第二MOS开关管K2的源极，第二MOS开关管K2的漏极对接第一MOS开关管K1的源极；第四MOS开关管K4的源极对接第五MOS开关管K5的漏极，第六MOS开关管K6的源极对接第七MOS开关管K7的漏极；第一MOS开关管K1的漏极、第二电解电容C2的正极、第四MOS开关管K4的漏极、第六MOS开关管K6的漏极四者相连接；电源U1的负极分别对接第一电解电容C1的负极、第三MOS开关管K3的源极、第二电解电容C2的负极、第五MOS开关管K5的源极、第七MOS开关管K7的源极；三相电机中的A相绕组对接第一MOS开关管K1的源极，三相电机中的B相绕组对接第四MOS开关管K4的源极，三相电机中的C相绕组对接第六MOS开关管K6的源极；
所述控制方法包括如下步骤：
步骤A.采集第二电解电容C2两端的实际电压值U2，获得其与第二电解电容C2两端参考电压值U2_ref的差值，并针对该差值进行PI调节，获得电感电流参考值IL_ref，然后进入步骤B；
步骤B.采集经过电感L的实际电感电流IL，获得其与电感电流参考值IL_ref的差值，并针对该差值依次经过PI调节与限幅操作，获得限幅结果信号，然后进入步骤C；
步骤C.将限幅结果信号与预设高频三角载波进行比较，选取小于预设高频三角载波的信号，作为第三MOS开关管K3的控制信号
Figure FDA0003468690730000021
然后进入步骤D；
步骤D.执行方波控制方法或者正弦波SVPWM调节方式，获得第一MOS开关管K1的控制信号
Figure FDA0003468690730000022
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure FDA0003468690730000023
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure FDA0003468690730000024
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure FDA0003468690730000025
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure FDA0003468690730000026
然后进入步骤E；
步骤E.针对第一MOS开关管K1的控制信号
Figure FDA0003468690730000027
与第三MOS开关管K3的控制信号
Figure FDA0003468690730000028
应用逻辑与非运算，获得第二MOS开关管K2的控制信号
Figure FDA0003468690730000029
然后进入步骤F；
步骤F.应用第一MOS开关管K1的控制信号
Figure FDA00034686907300000210
第二MOS开关管K2的控制信号
Figure FDA00034686907300000211
第三MOS开关管K3的控制信号
Figure FDA00034686907300000212
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure FDA00034686907300000213
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure FDA00034686907300000214
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure FDA00034686907300000215
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure FDA00034686907300000216
分别针对第一MOS开关管K1、第二MOS开关管K2、第三MOS开关管K3、第四MOS开关管K4、第五MOS开关管K5、第六MOS开关管K6、第七MOS开关管K7进行控制。
2.根据权利要求1所述一种无刷直流电机升压集成驱动系统的控制方法，其特征在于，所述步骤D中，按如下步骤Di-1至步骤Di-4，执行方波控制方法；
步骤Di-1.采集三相电机的实际转速n，获得其与参考转速nref的差值，并针对该差值依次经过PI调节与限幅操作，获得限幅结果信号，然后进入步骤Di-2；
步骤Di-2.将限幅结果信号与预设高频三角载波进行比较，选取小于预设高频三角载波的信号，作为调节控制信号，然后进入步骤Di-3；
步骤Di-3.采集三相电机的三相霍尔信号，经过方波控制获得各相的导通区间，进而获得第一MOS开关管K1、第四MOS开关管K4、第五MOS开关管K5、第六MOS开关管K6、第七MOS开关管K7分别所对应的基础控制信号，然后进入步骤Di-4；
步骤Di-4.针对第一MOS开关管K1、第四MOS开关管K4、第五MOS开关管K5、第六MOS开关管K6、第七MOS开关管K7分别所对应的基础控制信号，分别结合调节控制信号经过逻辑与运算，即获得第一MOS开关管K1的控制信号
Figure FDA0003468690730000031
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure FDA0003468690730000032
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure FDA0003468690730000033
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure FDA0003468690730000034
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure FDA0003468690730000035
3.根据权利要求1所述一种无刷直流电机升压集成驱动系统的控制方法，其特征在于，所述步骤D中，按如下步骤Dii-1至步骤Dii-4，执行正弦波SVPWM调节方式；
步骤Dii-1.采集三相电机的各相电流Ia、Ib、Ic，并执行Clark变化，获得电流Ialpha与电流Ibeta，然后进入步骤Dii-2；
步骤Dii-2.针对电流Ialpha与电流Ibeta执行Park变换，获得电流ID与电流IQ，然后进入步骤Dii-3；
步骤Dii-3.采集三相电机的实际转速n，获得其与参考转速nref的差值，并针对该差值进行PI调节，获得电流IQ的参考电流值IQref，然后进入步骤Dii-4；
步骤Dii-4.获得电流IQ与其参考电流值IQref之间的差值，并针对该差值进行PI调节，获得Ualpha；同时，获得电流ID与其参考电流值0之间的差值，并针对该差值进行PI调节，获得Ubeta；然后进入步骤Dii-5；
步骤Dii-5.针对Ualpha与Ubeta执行电压Park反变换，然后依次经过SVPWM调制，获得调制信号，并进入步骤Dii-6；
步骤Dii-6.针对调制信号执行限幅操作，获得限幅结果信号，并进入步骤Dii-7；
步骤Dii-7.将限幅结果信号与预设高频三角载波进行比较，选取小于预设高频三角载波的信号，作为第一MOS开关管K1的控制信号
Figure FDA0003468690730000041
第四MOS开关管K4的控制信号
Figure FDA0003468690730000042
第五MOS开关管K5的控制信号
Figure FDA0003468690730000043
第六MOS开关管K6的控制信号
Figure FDA0003468690730000044
第七MOS开关管K7的控制信号
Figure FDA0003468690730000045
4.根据权利要求1所述一种无刷直流电机升压集成驱动系统的控制方法，其特征在于：基于分别针对第一MOS开关管K1、第二MOS开关管K2、第三MOS开关管K3、第四MOS开关管K4、第五MOS开关管K5、第六MOS开关管K6、第七MOS开关管K7的控制，所述无刷直流电机升压集成驱动系统分别构成三种工作模式如下：
工作模式一为Boost DC-DC变换器升压模式，第一MOS开关管K1与第二MOS开关管K2构成一个开关管，包括三相电机在内的后级电路构成负载Load；
工作模式二为BuckDC-DC变换器升压模式，即工作模式一中，当后级电路构中的三相电机发生制动操作，DC-DC变换器工作于能量回收状态；
工作模式三为三相功率变换器模式，第二MOS开关管K2与第三MOS开关管K3与构成一个开关管，第二电解电容C2经过Boost DC-DC变换器进行升压调节，作为三相功率变换器的临时输入源，结合电机三相功率变换器驱动换相调节方式，驱动三相电机换相调速。
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