CN112104244B - 并网逆变器的控制方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本申请提供了一种并网逆变器的控制方法和装置。所述控制方法包括：获取并网逆变器的输出电压和当前时刻的输出电流值；基于当前时刻的输出电流值计算与N个开关状态一一对应的N个下一时刻的输出电流值，N为大于等于2的自然数；基于输出电压获取第一参考电流；基于输出电流和第一参考电流获取第二参考电流；确定第一开关状态，所述第一开关状态对应的下一时刻的输出电流值与第二参考电流在下一时刻的值的差值为所述N个下一时刻的输出电流值与所述第二参考电流在下一时刻的值的差值中的最小值；以及控制所述并网逆变器在所述第一开关状态下进行下一时刻的电能传输。

Description

并网逆变器的控制方法和装置
技术领域
本申请涉及电力技术领域，特别地涉及对并网逆变器进行控制的方法和装置。
背景技术
近年来，作为风电、光伏等新能源发电系统并网运行的关键设备，并网逆变器已得到广泛应用。如何优化并网逆变器的控制策略并提高并网逆变器的运行可靠性，已成为当前的研究热点。
随着数字信号处理器运算速度的提高，出现了一些新型的智能控制方法，如模糊控制、自适应控制、滑动模式控制、模型预测控制等。其中，模型预测控制因为具有动态响应快等优点，已成为当今并网逆变器预测控制领域的主要研究方向。
然而，现网中总会不可避免地出现扰动，从而导致电能传输效率不高。
发明内容
本申请提供一种对并网逆变器进行控制的方法和装置，提高了系统的电能传输效率。
根据本申请的第一方面，提供一种并网逆变器的控制方法，包括：获取并网逆变器的输出电压和当前时刻的输出电流值；基于所述当前时刻的输出电流值计算所述并网逆变器的N个下一时刻的输出电流值，所述N个下一时刻的输出电流值与所述并网逆变器的N个开关状态一一对应，所述N大于等于2；基于所述输出电压获取第一参考电流；基于所述并网逆变器的输出电流和所述第一参考电流获取第二参考电流；在所述N个开关状态中确定第一开关状态，所述第一开关状态对应的下一时刻的输出电流值与所述第二参考电流在下一时刻的值的差值为所述N个下一时刻的输出电流值与所述第二参考电流在下一时刻的值的差值中的最小值；以及控制所述并网逆变器在所述第一开关状态下进行下一时刻的电能传输。
根据本申请的第二方面，提供一种并网逆变器的控制装置，包括获取单元和处理单元。所述获取单元用于获取并网逆变器的输出电压和当前时刻的输出电流值。所述处理单元配置为：基于当前时刻的输出电流值计算并网逆变器的N个下一时刻的输出电流值，所述N个下一时刻的输出电流值与所述并网逆变器的N个开关状态一一对应，所述N大于等于2；基于所述输出电压获取第一参考电流，并基于所述并网逆变器的输出电流和所述第一参考电流获取第二参考电流；在所述N个开关状态中确定第一开关状态，所述第一开关状态对应的下一时刻的输出电流值与所述第二参考电流在下一时刻的值的差值为所述N个下一时刻的输出电流值与所述第二参考电流在下一时刻的值的差值中的最小值；和控制所述并网逆变器在所述第一开关状态下进行下一时刻的电能传输。
由于上述用来确定第一开关状态的第二参考电流在原来第一参考电流的基础上还考虑了并网逆变器的输出电流，这相当于将带扰动量的输出重新反馈回控制系统，因此所得到的第二参考电流是包含了对扰动量进行补充的参考电流。这样确定的第一开关状态无疑可以更加精确地对并网逆变器的输出电流进行控制，从而大大提高了整个控制系统的鲁棒性。
可选地，上述处理单元可被配置为：基于所述并网逆变器的输出电流建立三阶状态模型；以及基于所建立的三阶状态模型和所述第一参考电流获取所述第二参考电流，所述第二参考电流包含系统扰动量的补偿值。
所述三阶状态模型为：
Figure 456371DEST_PATH_IMAGE001
其中，X1表示所述并网逆变器的输出电流ig，X2为X1的微分，X3为X2的微分且表示所述系统扰动量，所述第二参考电流通过以下公式求得：
Figure 373512DEST_PATH_IMAGE002
其中，u表示所述第二参考电流，
Figure 153249DEST_PATH_IMAGE003
为所述第一参考电流，
Figure 908978DEST_PATH_IMAGE004
Figure 723350DEST_PATH_IMAGE005
为所述并网逆变器的截止频率，
Figure 545812DEST_PATH_IMAGE006
，L为所述并网逆变器 中的电感，C为所述并网逆变器中的电容。
可选地，上述处理单元可被配置为：基于所述N个开关状态和所述并网逆变器的输入电压分别得到N个开关输出电压；以及基于所述当前时刻的输出电流值、所述N个开关输出电压在当前时刻的值和所述并网逆变器的输出电压在当前时刻的值得到所述N个下一时刻的输出电流值。
所述N个下一时刻的输出电流值ig(k+1)由以下公式计算得到：
Figure 812846DEST_PATH_IMAGE007
其中，k代表当前时刻，Ts为所述并网逆变器的控制频率，r为所述并网逆变器的内阻，L为所述并网逆变器中的电感，ig(k)为所述N个当前时刻的输出电流值，U0(k)为所述N个开关输出电压在当前时刻的值，Vg(k)为所述并网逆变器的输出电压在当前时刻的值。
可选地，所述处理单元被配置为：基于所述输出电压得到所述并网逆变器的电网相位；以及基于所述电网相位获取所述第一参考电流。
根据本申请的第三方面，提供一种并网逆变器系统，其包括：并网逆变器；和如上所述的控制装置。
所述并网逆变器系统因为用如上所述的控制装置对并网逆变器进行控制，因此可使并网逆变器实际输出的电流更接近所期望输出的电流。
根据本申请的第四方面，提供一种电动汽车到电网（Vehicle-to-Grid，V2G）系统，其包括如上所述的并网逆变器系统。
所述V2G系统因为采用了如上所述的并网逆变器系统，因此可以更稳定地将电动汽车上多余的电能传输给公共电网。
根据本申请的第五方面，提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有指令，所述指令被处理器执行时可实现如上所述的对并网逆变器进行控制的方法。
通过下面结合附图的详细描述，本申请的上述诸个方面的特征将变得更为清楚。
附图说明
通过结合附图对于本申请的示例性实施例进行描述，可以更好地理解本申请的技术方案，在附图中：
图1为根据本申请的并网逆变器的控制方法的流程图；
图2示例性地示出根据本申请的并网逆变器的控制方法的工作原理图；
图3为根据本申请的并网逆变器的一个实施方式的拓扑结构示意图；
图4为根据本申请的并网逆变器的控制方法的一个实施方式的流程图；
图5为根据本申请的并网逆变器的控制方法的另一个实施方式的流程图；
图6为根据本申请的并网逆变器的控制方法的另一个实施方式的流程图；
图7示出了如何基于并网逆变器的输出电压得到电网相位的原理图；
图8为根据本申请的并网逆变器的控制装置的结构框图；
图9示出了根据本申请的并网逆变器系统的结构框图；
图10示出了根据本申请的V2G系统的结构框图；
图11（a）和图11（b）分别为采用常规方法对并网逆变器进行模型预测控制和采用本申请的控制方法对并网逆变器进行模型预测控制所得到的输出信号的比较；
图12（a）至图12（e）示出了发生电压跳变时采用常规方法对并网逆变器进行模型预测控制和采用本申请的控制方法对并网逆变器进行模型预测控制所得到的输出电流的比较；以及
图13（a）至图13（d）示出了参考电流突变时采用常规方法对并网逆变器进行模型预测控制和采用本申请的控制方法对并网逆变器进行模型预测控制所得到的输出电流的总谐波失真（total harmonic distortion, THD）值的比较。
具体实施方式
以下将描述本申请的具体实施方式。在本申请中，如果没有特别的说明，本文所提到的所有实施方式以及优选实施方式可以相互组合形成新的技术方案，本文所提到的所有技术特征以及优选特征可以相互组合形成新的技术方案。
此外，如果没有特别的说明，本文所提到的“包括”和“包含”表示开放式，也可以是封闭式。例如，所述“包括”和“包含”可以表示还可以包括或包含没有列出的其他元件、步骤或组分，也可以仅包括或包含列出的元件、步骤或组分。在本文的描述中，除非另有说明，“以上”、“以下”为包含本数，“一种或几种”中“几种”的含义是两种及两种以上。
根据本申请的实施例，提供一种并网逆变器的控制方法。
参考图1，其中示出了根据本申请的并网逆变器的控制方法100。该控制方法100可包括步骤110至步骤160。
如图1所示，在步骤110，获取并网逆变器的输出电压和当前时刻的输出电流值。所述并网逆变器的输出为三相交流电，输出电压以函数Vg表示，输出电流以函数ig表示，当前时刻的输出电流值即为ig(k)，其中k代表当前时刻。
在步骤120，基于所述当前时刻的输出电流值计算所述并网逆变器的N个下一时刻的输出电流值，所述N个下一时刻的输出电流值与所述并网逆变器的N个开关状态一一对应，其中N为大于等于2的自然数。
在步骤130，基于所述输出电压获取第一参考电流。该第一参考电流就是期望所述并网逆变器输出的电流，因此其也跟输出电流一样，是一个三相交流电，以函数i_ref1表示。
在步骤140，基于所述并网逆变器的输出电流和所述第一参考电流获取第二参考电流。所述第二参考电流以函数i_ref2表示，其实际上是在第一参考电流i_ref1的基础上加入了补偿。因为该第二参考电流的得到还要基于并网逆变器的输出电流，这相当于将系统的误差和扰动反馈回输入端，并使最后得到的参考电流包含了能抵消所述误差和扰动的补偿。
在步骤150，在所述N个开关状态中确定第一开关状态，所述第一开关状态对应的下一时刻的输出电流值与所述第二参考电流在下一时刻的值的差值为所述N个下一时刻的输出电流值与所述第二参考电流在下一时刻的值的差值中的最小值。
在步骤160，控制所述并网逆变器在所述第一开关状态下进行下一时刻的电能传输。
上述控制方法在预测下一时刻的输出电流值时，采用了带有补偿的第二参考电流在下一时刻的值，由此得到的下一时刻的输出电流值更加精确。通过上述控制方法对每一个下一时刻的输出电流值进行预测，并将并网逆变器的开关按照与所预测的下一时刻的输出电流值相对应的开关状态进行设置，以此方式，可以提高并网逆变器的输出稳定性。
以下将结合并网逆变器的工作原理图以及拓扑结构示意图来进一步描述根据本申请的控制方法100。
如图2中的并网逆变器的工作原理图所示，所述并网逆变器的输出为三相交流电。输出电压为图2中电容两端的电压，可通过传感器获得，以函数Vg表示。输出电流为图2中的分支ig，也即流过图2中电感的并网电流与流过图2中电容的电流的差值，可通过传感器获得，以函数ig表示，当前时刻的输出电流值即为ig(k)，其中k代表当前时刻。在步骤110，通过传感器获取并网逆变器的输出电压Vg和当前时刻的输出电流值ig(k)。
在步骤120，基于上述获得的当前时刻的输出电流值ig(k)计算所述并网逆变器的N个下一时刻的输出电流值ig(k+1)。所述N个下一时刻的输出电流值ig(k+1) 与所述并网逆变器的N个开关状态一一对应，以下以图3所示的一个实施方式的拓扑结构来举例说明如何得到所述N个下一时刻的输出电流值ig(k+1)。
图3示例性地示出了本申请并网逆变器的一个实施方式的拓扑结构示意图。该并网逆变器为单相并网逆变器，其包括四个开关S1、S2、S3和S4，它们可以比如是MOS管。需要特别说明的是，本申请的并网逆变器并不仅限于这样的形式，相应地，所具有的开关组合也并不仅限于上述的S1、S2、S3和S4。例如，本申请的并网逆变器也可以是三相并网逆变器，其具有六个开关。
对于图3所示的并网逆变器，其中的四个开关S1、S2、S3和S4分别具有闭合状态（记为“1”）和断开状态（记为“0”），将这些状态进行排列组合，可以得到并网逆变器的如下四种开关状态。每一种开关状态下，基于当前时刻的输出电流值ig(k)所计算出的下一时刻的输出电流值ig(k+1)是彼此不同的。
Figure 683850DEST_PATH_IMAGE008
可选地，上述步骤120可如图4所示地包括子步骤1202和子步骤1204。
在子步骤1202，基于所述N个开关状态和所述并网逆变器的输入电压分别得到N个开关输出电压。
参考图3，对于该图所示的并网逆变器的拓扑结构，开关状态、并网逆变器的输入电压和开关输出电压的关系如下：
Figure 805258DEST_PATH_IMAGE009
其中，
Figure 798622DEST_PATH_IMAGE010
为电池两端的电压，也即，并网逆变器的直流侧输入电压，
Figure 287372DEST_PATH_IMAGE011
为经过 开关组合后输出的开关输出电压，S1、S2、S3和S4为各对应开关的闭合/断开状态（“闭合”记 为“1”，“断开”记为“0”）。由此可得到如下表2所示的关系：
Figure 24384DEST_PATH_IMAGE012
可以理解的是，上述表2的关系是基于图3所示的拓扑结构。如果并网逆变器采用的是其它形式的拓扑结构，那么开关状态与开关输出电压的关系将会不同。
在子步骤1204，基于当前时刻的输出电流值ig(k)、所述N个开关输出电压在当前时刻的值U0(k)和所述并网逆变器的输出电压Vg在当前时刻的值Vg(k)得到N个下一时刻的输出电流值ig(k+1)。
可选地，根据基尔霍夫电压定律，可以得到公式（2）。
Figure 485453DEST_PATH_IMAGE013
其中，L为所述并网逆变器中的电感大小，i为当前时刻的输出电流，r为所述并网逆变器的内阻，d为微分函数。
再将根据欧拉公式得到的式（3）代入上述公式（2），便可得到并网逆变器在下一时刻的输出电流值ig(k+1)，其中，Ts为所述并网逆变器的控制频率。
Figure 915297DEST_PATH_IMAGE014
Figure 156922DEST_PATH_IMAGE015
所述N个下一时刻的输出电流值ig(k+1)可由上述公式（4）计算得到。具体地，比如对于图3所示的拓扑结构，可分别将上述表2中所列出的开关状态1~4所对应的U0在当前时刻的值（Udc、0、-Udc和0）代入公式（4），从而得到四个下一时刻的输出电流值ig(k+1)_1、ig(k+1)_2、ig(k+1)_3和ig(k+1)_4。
在计算得到所述并网逆变器的N个下一时刻的输出电流值ig(k+1)的同时，如图2所示，还基于所述输出电压Vg获取第一参考电流i_ref1，也即对应于控制方法100中的步骤130。该第一参考电流i_ref1的获得还需要考虑到并网逆变器的电网相位，因此要用到所述输出电压Vg。
可选地，上述步骤130可如图5所示地包括子步骤1302和子步骤1304。
在子步骤1302，基于所述输出电压Vg得到所述并网逆变器的电网相位。例如，可通过锁相环来实现。可选地，对于图3所示的单相并网逆变器，因为输出的并网电压只有一个电压分量，需要采用基于广义二阶积分器的锁相环。图7中分别示出了锁相环和广义二阶积分器，其中，单相电压分量Vg经过广义二阶积分器，生成两个正交的电压相量Vgsin和Vgcos，通过dq左边变换，电压相量转换到dq轴，经过pi控制器将q轴无功分量趋为0，实现锁相，输出θ即为电网相位。
在子步骤1304，基于所述电网相位获取所述第一参考电流。具体地，将上述得到的电网相位θ与所述并网逆变器期望输出的电流值i期望相乘，即可得到所述第一参考电流i_ref1=i期望*sinθ。所述期望输出的电流值i期望可例如为在0~30A范围内的值。
在获得了所述第一参考电流之后，如图2所示，基于所述并网逆变器的输出电流ig和所述第一参考电流i_ref1获取第二参考电流i_ref2，即，对应于控制方法100中的步骤140。
可选地，上述步骤140可如图6所示地包括子步骤1402和子步骤1404。
在子步骤1402，基于并网逆变器的输出电流ig建立三阶状态模型。图2所示的并网逆变器包含的LC滤波器为二阶系统，所述三阶状态模型在该二阶LC系统的基础上建立，扩张出的系统模型即为系统的扰动量，也即得到了估计的系统扰动量。
在子步骤1404，基于所建立的三阶状态模型和第一参考电流获取第二参考电流。也即，将上述得到的扰动量输出补偿给第一参考电流，由此得到的第二参考电流包含了系统扰动量的补偿值。将补偿后的参考电流（即，第二参考电流）反馈到上述方法的预测控制中，可以使得并网电流的THD值和直流分量注入（direct current input, DCI）值都显著减小，从而大大提高预测控制的稳定性和鲁棒性。
需要特别说明的是，上述扩张后的系统模型为三阶状态模型，是因为其对应的并网逆变器包含的是二阶LC系统，但本申请并不局限于此，而是还可以根据具体的并网逆变器的配置来建立其它的扩张状态模型。例如，如果并网逆变器包含的是三阶LCL系统，那么相应地就需要基于输出电流ig建立四阶状态模型，同样地，该扩张出的系统模型即为系统的扰动量。
可选地，根据图2所示的并网逆变器，可以建立二阶LC系统模型：
Figure 651620DEST_PATH_IMAGE016
上述公式中，L表示图2中电感的大小，il为流过所述电感的电流（即，并网电流），S 表示图2中对应开关的闭合/断开状态（“闭合”记为“1”，“断开”记为“0”，如果是图3所示的 拓扑结构，S可以表述为
Figure 763932DEST_PATH_IMAGE017
，Udc为图3中电池两端的电压（也 即，并网逆变器的直流侧输入电压），Uac为图3中电容两端的电压（也即，并网逆变器的交流 侧输出电压），C表示图3中电容的大小，ig为所述并网逆变器的输出电流，d为微分函数。
在上述公式（5）的基础上进行模型扩张，特别令并网电流il为X1，X2为X1的微分，X3为X2的微分，由此得到：
Figure 833520DEST_PATH_IMAGE018
上述扩张出的X3即为系统扰动量。
由于图2中流过电容的电流远远小于并网逆变器的输出电流ig，甚至可以忽略不计，因此可以直接将输出电流ig看作是并网电流il，即从所述输出电流ig就可以直接得到三阶状态模型如下：
Figure 31283DEST_PATH_IMAGE019
同时，对上述公式（6）进行矩阵变换后得到扩张状态的模型：
Figure 828206DEST_PATH_IMAGE021
其中，
Figure 686703DEST_PATH_IMAGE022
u表示对所述扩张状态模型的控制量，即，流过 电感的并网电流il，f表示系统扰动。
上述扩张状态模型中的输出y就是理想状态下的参考电流，即，不考虑系统扰动的 第一参考电流i_ref1。同时，如前面所述地，由于图2中流过电容的电流远远小于并网逆变 器的输出电流ig，甚至可以忽略不计，因此可以直接将输出电流ig看作是并网电流il。由此， 当p=1时，y=X1=i_ref1，经过计算可得到
Figure 458350DEST_PATH_IMAGE023
Figure 408989DEST_PATH_IMAGE024
其中，
Figure 291494DEST_PATH_IMAGE025
Figure 643978DEST_PATH_IMAGE005
为所述并网逆变器的截止频率。该计算出的u即表示考虑了系统 扰动的第二参考电流i_ref2。
需要特别说明的是，上述三阶状态模型和在此基础上计算出的第二参考电流i_ref2的函数表达式并不是唯一的。根据不同的并网逆变器的结构，可以建立其它形式的三阶状态模型，并相应地计算出不同的第二参考电流i_ref2的函数表达式。
由图2可知，在获得了所述N个下一时刻的输出电流值ig(k+1)和所述第二参考电流i_ref2的函数表达式之后，接下来就可以在与这N个下一时刻的输出电流值ig(k+1)相对应的N个开关状态中确定ig(k+1)与i_ref2(k+1)的差值为最小的那个对应的开关状态，即，找出ig(k+1)与i_ref2(k+1)最接近时的开关状态。
对于图3所示的并网逆变器示例，如前面表1所示，其共有四个开关状态。按照表1所列出的四个开关状态，即，开关状态1、开关状态2、开关状态3和开关状态4，分别计算下一时刻的输出电流值ig(k+1)_1、ig(k+1)_2、ig(k+1)_3和ig(k+1)_4，再分别计算ig(k+1)_1与i_ref2(k+1)、ig(k+1)_2与i_ref2(k+1)、ig(k+1)_3与i_ref2(k+1)以及ig(k+1)_4与i_ref2(k+1)的差值。假设最后经计算确定ig(k+1)_2与i_ref2(k+1)的差值最小，那么开关状态2就是所要确定的开关状态。
可选地，可通过设置一个代价函数并对该代价函数进行优化来得到所要确定的开关状态。具体地，该代价函数可以为
Figure 524209DEST_PATH_IMAGE026
上对上述代价函数G进行优化以使得到的值为最小，G被优化为最小值时的
Figure 962144DEST_PATH_IMAGE027
所对应的开关状态即为所要确定的开关状态。上述代价函数G通过平方将各个 开关状态下的下一时刻的输出电流值ig(k+1)与第二参考电流在下一时刻的值i_ref2(k+ 1)的差放大，从而可以使得所确定的开关状态更精确地匹配期望并网逆变器输出的电流。 需要特别说明的是，上述代价函数G只是一个示例，本申请的控制方法可以采用多种形式的 代价函数，只要通过这个代价函数可以找到最接近i_ref2(k+1)的ig(k+1)即可。
对于图3所示的并网逆变器示例，按照前面所假设地，开关状态2就是所要确定的开关状态，那么可参考表1在下一时刻将四个开关S1至S4对应地设置为“闭合”、“断开”、“闭合”、“断开”，由此控制所述并网逆变器在下一时刻的电能传输。
至此，描述了根据本申请的并网逆变器的控制方法。一直以来，对于常规的模型预测控制，由于现网中总会不可避免地出现扰动，包括系统中元器件的给定值与实际值之间存在的误差，以及温度升高所引起的参数变化等外扰，这些都会使模型预测控制系统中的模型参数不准确，出现模型失配的情况，从而导致控制不精确、输出电流质量和电能传输效率都不高的结果。但本申请的并网逆变器的控制方法在预测下一时刻的输出电流值ig(k+1)时，采用了带有补偿的第二参考电流在下一时刻的值i_ref2(k+1)，由此得到的下一时刻的输出电流值ig(k+1)更加精确。通过上述控制方法对每一个下一时刻的输出电流值ig(k+1)进行预测，并将并网逆变器的开关按照与所预测的下一时刻的输出电流值ig(k+1)相对应的开关状态进行设置，以此方式，可以克服常规模型预测控制中由于扰动和误差所带来的各种问题，从而提高控制的精确度以及并网逆变器输出电流的质量，进而提高并网逆变器的输出稳定性。
图11（a）示出了采用常规方法对并网逆变器进行模型预测控制所得到的输出电流和输出电压的波形仿真图，图11（b）示出了采用本申请的控制方法对并网逆变器进行模型预测控制所得到的输出电流和输出电压的波形仿真图。从中可以清楚地看到，采用本申请的控制方法，所得到的输出电流和输出电压更加稳定。
图12（a）至图12（d）示例性地示出了当发生电压跳变时采用常规方法和采用本申请的控制方法对并网逆变器进行模型预测控制所得到的输出电流的比较。其中，图12（a）显示在0.5秒并网逆变器的直流侧输入电压由380V跳变到500V。在此情况下，从图12（b）（采用常规方法对并网逆变器进行模型预测控制）和图12（c）（采用本申请的控制方法对并网逆变器进行模型预测控制）所示的输出电流的波形仿真图可以清楚地看到，采用本申请的控制方法所得到的输出电流的变化范围小，稳定性好，鲁棒性强。同时，从图12（d）和图12（e）所示的THD值可以清楚地看到，采用本申请的控制方法所得到的并网电流的THD明显减小。
图13（a）至图13（d）示例性地示出了参考电流突变时采用常规方法对并网逆变器进行模型预测控制和采用本申请的控制方法对并网逆变器进行模型预测控制所得到的输出电流的THD值的比较。其中，图13（a）示出了常规方法中当某一时刻参考电流值从10A突变到20A时的参考电流波形，图13（b）示出了在本申请的控制方法中当某一时刻参考电流值（对应于本申请中的第一参考电流）从10A突变到20A时的参考电流波形，图13（c）为图13（a）情况下对应的THD波形，图13（d）为图13（b）情况下对应的THD波形。从中可以清楚地看到，采用本申请的控制方法对并网逆变器进行模型预测控制，因为真正用来进行预测控制的是根据上述突变产生的带补偿的参考电流，所以在发生同等参考电流突变的条件下，相比常规方法，通过本申请的控制方法所得到的输出电流的THD显著减小，输出波形的质量也更好。
此外，上述根据本申请的控制方法可以通过由处理器执行计算机指令来实现，该指令可存储在计算机可读存储介质中。所述计算机可读存储介质可以包括硬盘驱动器、软盘驱动器、光盘读/写（CD-R/W）驱动器、数字通用磁盘（DVD）驱动器、闪存驱动器和/或固态存储装置等。
根据本申请的实施例，还相应地提供一种并网逆变器的控制装置。
参考图8，其中示出了根据本申请的并网逆变器的控制装置800，其包括获取单元810和处理单元820。
获取单元810用于获取并网逆变器的输出电压和当前时刻的输出电流值。如上所述地，所述输出电压为图2中电容两端的电压，可通过传感器获得，以函数Vg表示，所述输出电流为图2中的分支ig，也即流过图2中电感的并网电流与流过图2中电容的电流的差值，可通过传感器获得，以函数ig表示，当前时刻的输出电流值即为ig(k)，其中k代表当前时刻。
处理单元820则被配置为实现以下的功能：基于当前时刻的输出电流值ig(k)计算并网逆变器的N个下一时刻的输出电流值ig(k+1)_1、ig(k+1)_2……ig(k+1)_N，所述N个下一时刻的输出电流值与所述并网逆变器的N个开关状态一一对应，所述N大于等于2；基于所述输出电压Vg获取第一参考电流i_ref1，并基于所述并网逆变器的输出电流ig和所述第一参考电流i_ref1获取第二参考电流i_ref2；在所述N个开关状态中确定第一开关状态，所述第一开关状态对应的下一时刻的输出电流值ig(k+1)与所述第二参考电流在下一时刻的值i_ref2(k+1)的差值为所述N个下一时刻的输出电流值（ig(k+1)_1、ig(k+1)_2……ig(k+1)_N）与所述第二参考电流在下一时刻的值i_ref2(k+1)的差值中的最小值；以及控制所述并网逆变器在所述第一开关状态下进行下一时刻的电能传输。
可选地，处理单元820可被配置为：基于所述并网逆变器的输出电流ig建立三阶状态模型；以及基于所建立的三阶状态模型和所述第一参考电流i_ref1获取所述第二参考电流i_ref2，所述第二参考电流包含系统扰动量的补偿值。
同样可选地，所述三阶状态模型可以为上述公式（7），所述第二参考电流i_ref2可 通过
Figure 382761DEST_PATH_IMAGE028
，其中，
Figure 776702DEST_PATH_IMAGE029
,
Figure 890151DEST_PATH_IMAGE005
为所述并网逆 变器的截止频率，
Figure 815382DEST_PATH_IMAGE006
，L为所述并网逆变器中的电感，C为所述并网逆变器中的电容。
可选地，处理单元820可被配置为：基于所述N个开关状态和所述并网逆变器的输入电压Udc分别得到N个开关输出电压U0_1、U0_2……U0_N；以及基于所述当前时刻的输出电流值ig(k)、所述N个开关输出电压在当前时刻的值U0(k)_1、U0(k)_2……U0(k)_N和所述并网逆变器的输出电压在当前时刻的值Vg(k)得到所述N个下一时刻的输出电流值ig(k+1)_1、ig(k+1)_2……ig(k+1)_N。
同样可选地，所述N个下一时刻的输出电流值ig(k+1)_1、ig(k+1)_2……ig(k+1)_N可由上述公式（10）计算得到。
可选地，处理单元820被配置为：基于所述输出电压Vg得到所述并网逆变器的电网相位θ；以及基于所述电网相位θ获取所述第一参考电流i_ref1。
上述控制装置800可以实现如前面所述地根据本申请的控制方法。上述在本申请的控制方法中适用的很多设计构思和细节同样适用于上述控制装置800，且可以得到相同的有益技术效果，此处不再赘述。
根据本申请的实施例，还提供一种并网逆变器系统900，如图9所示，其包括并网逆变器910和控制装置920。该控制装置920正对应于如上所述的控制装置800。控制装置920中的获取单元922正对应于如上所述的获取单元810，用于获取并网逆变器910的输出电压Vg、输出电流ig及当前时刻的输出电流值ig(k)，再通过控制装置920中的处理单元924（对应于如上所述的处理单元820）经过一系列处理和运算确定下一时刻并网逆变器910应处于的开关状态，并使并网逆变器910在这一开关状态下进行下一时刻的电能传输。该并网逆变器系统900具有极佳的鲁棒性和稳定性，并网电流的THD值和DCI值相比现有技术都显著减小。
根据本申请的实施例，还提供一种V2G系统1000，如图10所示，其包括并网逆变器系统1010，该并网逆变器系统1010正对应于如上所述的并网逆变器系统900，从而可以更加稳定且精确地实现从汽车电池1100向公共电网1200的电力传输。
以上通过一些示例性实施例对本申请的各个发明进行了描述。然而，应该理解的是，在不脱离本申请精神和范围的情况下，还可以对上述示例性实施例做出各种修改。例如，如果所描述的技术以不同的顺序执行和/或如果所描述的系统、架构、设备或电路中的组件以不同方式被组合和/或被另外的组件或其等同物替代或补充，也可以实现合适的结果，那么相应地，这些修改后的其它实施方式也落入权利要求书的保护范围内。

Claims (12)

1.一种并网逆变器的控制方法，包括：
获取并网逆变器的输出电压和当前时刻的输出电流值；
基于所述当前时刻的输出电流值计算所述并网逆变器的N个下一时刻的输出电流值，所述N个下一时刻的输出电流值与所述并网逆变器的N个开关状态一一对应，所述N为大于等于2的自然数；
基于所述输出电压得到所述并网逆变器的电网相位，并基于所述电网相位获取第一参考电流；
基于所述并网逆变器的输出电流建立三阶状态模型；
基于所述三阶状态模型和所述第一参考电流获取第二参考电流，所述第二参考电流包含系统扰动量的补偿值；
在所述N个开关状态中确定第一开关状态，所述第一开关状态对应的下一时刻的输出电流值与所述第二参考电流在下一时刻的值的差值为所述N个下一时刻的输出电流值与所述第二参考电流在下一时刻的值的差值中的最小值；以及
控制所述并网逆变器在所述第一开关状态下进行下一时刻的电能传输。
2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述三阶状态模型为：
Figure 460781DEST_PATH_IMAGE001
其中，X1表示所述并网逆变器的输出电流ig，X2为X1的微分，X3为X2的微分且表示所述系统扰动量，
所述第二参考电流通过以下公式求得：
Figure 377922DEST_PATH_IMAGE002
其中，u表示所述第二参考电流，
Figure 547872DEST_PATH_IMAGE003
为所述第一参考电流，
Figure 943081DEST_PATH_IMAGE004
,
Figure 288612DEST_PATH_IMAGE005
为所述并网逆变器的截止频率，
Figure 517599DEST_PATH_IMAGE006
，L为所述并网逆变器中的电感，C为所述并网逆变器中的电容。
3.如权利要求1或2所述的控制方法，其特征在于，所述基于所述当前时刻的输出电流值计算所述并网逆变器的N个下一时刻的输出电流值包括：
基于所述N个开关状态和所述并网逆变器的输入电压分别得到N个开关输出电压；以及
基于所述当前时刻的输出电流值、所述N个开关输出电压在当前时刻的值和所述并网逆变器的输出电压在当前时刻的值得到所述N个下一时刻的输出电流值。
4.如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述N个下一时刻的输出电流值ig(k+1)由以下公式计算得到：
Figure 784632DEST_PATH_IMAGE007
其中，k代表当前时刻，
Figure 652411DEST_PATH_IMAGE008
为所述并网逆变器的控制频率，r为所述并网逆变器的内阻，L为所述并网逆变器中的电感，ig(k)为所述N个当前时刻的输出电流值，U0(k)为所述N个开关输出电压在当前时刻的值，Vg(k)为所述并网逆变器的输出电压在当前时刻的值。
5.一种并网逆变器的控制装置，包括：
获取单元，用于获取并网逆变器的输出电压和当前时刻的输出电流值；以及
处理单元，配置为：
基于当前时刻的输出电流值计算并网逆变器的N个下一时刻的输出电流值，所述N个下一时刻的输出电流值与所述并网逆变器的N个开关状态一一对应，所述N为大于等于2的自然数；
基于所述输出电压得到所述并网逆变器的电网相位，并基于所述电网相位获取第一参考电流；
基于所述并网逆变器的输出电流建立三阶状态模型，并基于所述三阶状态模型和所述第一参考电流获取第二参考电流，所述第二参考电流包含系统扰动量的补偿值；
在所述N个开关状态中确定第一开关状态，所述第一开关状态对应的下一时刻的输出电流值与所述第二参考电流在下一时刻的值的差值为所述N个下一时刻的输出电流值与所述第二参考电流在下一时刻的值的差值中的最小值；和
控制所述并网逆变器在所述第一开关状态下进行下一时刻的电能传输。
6.如权利要求5所述的控制装置，其特征在于，所述三阶状态模型为：
Figure 176933DEST_PATH_IMAGE009
其中，X1表示所述并网逆变器的输出电流ig，X2为X1的微分，X3为X2的微分且表示所述系统扰动量，
所述第二参考电流通过以下公式求得：
Figure 931263DEST_PATH_IMAGE010
其中，u表示所述第二参考电流，
Figure 668275DEST_PATH_IMAGE003
为所述第一参考电流，
Figure 378611DEST_PATH_IMAGE004
,
Figure 808455DEST_PATH_IMAGE005
为所述并网逆变器的截止频率，
Figure 50080DEST_PATH_IMAGE006
，L为所述并网逆变器中的电感，C为所述并网逆变器中的电容。
7.如权利要求5或6所述的控制装置，其特征在于，所述处理单元被配置为：
基于所述N个开关状态和所述并网逆变器的输入电压分别得到N个开关输出电压；以及
基于所述当前时刻的输出电流值、所述N个开关输出电压在当前时刻的值和所述并网逆变器的输出电压在当前时刻的值得到所述N个下一时刻的输出电流值。
8.如权利要求7所述的控制装置，其特征在于，所述N个下一时刻的输出电流值ig(k+1)由以下公式计算得到：
Figure 325204DEST_PATH_IMAGE011
其中，k代表当前时刻，
Figure 968675DEST_PATH_IMAGE012
为所述并网逆变器的控制频率，r为所述并网逆变器的内阻，L为所述并网逆变器中的电感，ig(k)为所述N个当前时刻的输出电流值，U0(k)为所述N个开关输出电压在当前时刻的值，Vg(k)为所述并网逆变器的输出电压在当前时刻的值。
9.如权利要求5所述的控制装置，其特征在于，所述处理单元被配置为：
基于所述输出电压得到所述并网逆变器的电网相位；以及
基于所述电网相位获取所述第一参考电流。
10.一种并网逆变器系统，包括：
并网逆变器；和
如权利要求5至9中任一项所述的控制装置。
11.一种V2G系统，包括如权利要求10所述的并网逆变器系统。
12.一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有指令，所述指令被处理器执行时实现如权利要求1至4中任一项所述的方法。
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