CN112104227B - 一种基于动态零点补偿电路的电源变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种基于动态零点补偿电路的电源变换器，其包括电压输入端、电压输出端，电源变换器具有主功率传输函数A(x)、补偿网络B(x)，根据主功率传输函数A(x)，计算出输出电压V0产生的输出极点，并通过补偿网络B(x)的零点补偿掉输出极点，在补偿网络B(x)与电压输出端之间连接有动态零点补偿电路，其输入为输出电流I0和输出电压V0的比例值，并输出负载等比例电阻，产生动态零点跟踪并补偿掉电源变换器的输出极点。本发明通过采样输出电流与输出电压，利用MOS的工作于线性区的线性导通电阻，实现等比例负载电阻，用其代替传统补偿中的固定电阻，从而实现了自适应动态零点补偿。

Description

一种基于动态零点补偿电路的电源变换器
技术领域
本发明涉及电源变换器技术领域，尤其涉及一种基于动态零点补偿电路的电源变换器。
背景技术
随着电子技术的迅速发展，产品的多样化使得对电源变换器的需求不尽相同，电源变换器的负载需要有一个较大的变化范围，并且负载变化的过程中要求输出电压足够的稳定。如图1所示，图1是现有技术的一种常见的电源变换器架构的电路原理图。其中，Vin为输入电压，A(x)为主功率传输函数，B(x)为反馈传输函数，Co为输出电容，Ro为输出负载。工作原理为：输入电压Vin经过变换器（如线性变换器LDO，开关变换器DCDC）处理得到输出电压，由于需要输出电压稳定并且纹波较小，所以输出需要放置一个大的输出电容Co，又因Ro的变化范围很大，因此输出就会产生一个大范围内变化的输出极点
Figure 342173DEST_PATH_IMAGE001
。
对于这个输出极点有两种处理方式：一是将其作为主极点，将主功率上的其它极点用B(x)的零点补偿掉；二是将其作为非主极点，用B(x)的零点将其补偿，主功率上的其它极点作为主极点。因为主功率上的其它极点一般不会出现在很低频的位置，因而方式一的反馈补偿相对容易，不需要很大电容，可以将补偿集成到芯片的内部，但是由于输出极点
Figure 729292DEST_PATH_IMAGE003
在全负载范围内变化很大，因而当其作为主极点时其带宽也会大范围内变化，当负载发生瞬变时，瞬态响应速度很慢，输出电压会出现很大的下冲或过冲。在方式二中，要保证全负载范围的稳定，B(x)的零点要设置到
Figure 99093DEST_PATH_IMAGE004
，这样系统的最低频极点会被此零点低消，全负载范围内带宽都可以维持在一个相对较大值，但是此方式要求B(x)产生一个极低频的零点，因而补偿电容或者补偿电阻会很大，不能集成到芯片内部，在集成度要求越来越高的当下，并不是一个很好的处理方式。
因此，如何能补偿大范围内变化的输出极点，使系统全负载范围内稳定；并且能够功率变换器系统的带宽在全负载范围内都维持在一个较高的水平，得到较好的瞬态响应速度；还能够将补偿电路集成到芯片的内部，降低成本，是本发明需要解决的问题。
综上所述，补偿大范围变化的输出极点，使全负载范围内环路稳定，有足够的带宽，并且补偿电路能集成到芯片的内部，传统补偿方式已经不能满足要求，因此，需要寻求一种新的补偿方案。
发明内容
本发明的主要目的在于提供一种将补偿电路集成到芯片内部，降低成本的同时，可以补偿大范围内变化的输出极点，使系统全负载范围内稳定，并且能够功率变换器系统的带宽在全负载范围内都维持在一个较高的水平，得到较好的瞬态响应速度的基于动态零点补偿电路的电源变换器。
为了实现上述的主要目的，本发明提供的一种基于动态零点补偿电路的电源变换器，其包括电压输入端、电压输出端，所述电压输入端接入输入电压Vin，所述输入电压Vin经过电源变换器处理后经过所述电压输出端得到输出电压V0，所述电压输出端连接有输出电容、输出负载，所述电源变换器具有主功率传输函数A(x)、补偿网络B(x)，根据主功率传输函数A(x)，计算出输出电压V0产生的输出极点，并通过补偿网络B(x)的零点补偿掉输出极点；在补偿网络B(x)与所述电压输出端之间连接有动态零点补偿电路，其输入为输出电流I0和输出电压V0的比例值，并输出负载等比例电阻，产生动态零点跟踪并补偿掉电源变换器的输出极点。
进一步的方案中，所述动态零点补偿电路包括运算放大器OP1、运算放大器OP2、场效应管MN1、场效应管MN2、场效应管MN3、场效应管MN4、场效应管MP1、场效应管MP2、电阻RM、电阻RN，所述运算放大器OP1的同相输入端接入信号Isense，所述运算放大器OP1的反相输入端接入信号VFB，所述运算放大器OP1的输出端连接至所述电阻RM的一端、所述场效应管MN4的栅极，所述场效应管MN1的栅极与所述电阻RM的另一端、所述场效应管MN2的漏极连接，所述场效应管MN2的栅极与所述场效应管MN3的栅极连接，所述场效应管MP1的栅极与所述场效应管MP2的栅极连接后与所述运算放大器OP2的输出端连接，所述运算放大器OP2的反相输入端连接至所述场效应管MP2的漏极与所述电阻RN的一端之间，所述运算放大器OP2的同相输入端与所述场效应管MN4的源极连接，所述场效应管MN4的漏极接输出端A，所述场效应管MN4的源极接输出端B。
更进一步的方案中，所述场效应管MP1和MP2连接构成电流镜结构，所述场效应管MN2和MN3连接构成电流镜结构。
更进一步的方案中，所述场效应管MN1和MN4为工作于线性区的MOS管，所述场效应管MN4用于产生负载等比例电阻，两端可浮空使用，其中，信号Isense为输出电流比例采样反馈值，信号VFB为输出电压比例采样反馈值，通过调整采样电流反馈值、采样电压反馈值的比例或是场效应管MN1与MN4的比例，得到负载等比例电阻，从而产生动态零点跟踪并补偿掉电源变换器的输出极点。
更进一步的方案中，所述动态零点补偿电路包括运算放大器OP1、运算放大器OP2、运算放大器OP3、运算放大器OP4、场效应管MP1、场效应管MP2、场效应管MP3、场效应管MP4、场效应管MN1、场效应管MN4、电阻RM、电阻RN、电阻RP，所述运算放大器OP1的同相输入端接入信号Isense，所述运算放大器OP1的反相输入端接入信号VFB，所述场效应管MN1的栅极与所述运算放大器OP1的输出端、所述运算放大器OP2的同相输入端连接，所述运算放大器OP2的输出端连接至所述场效应管MP1的栅极、场效应管MP2的栅极，所述场效应管MP3的栅极、场效应管MP4的栅极连接至所述运算放大器OP3的输出端，所述运算放大器OP3的同相输入端与所述场效应管MN4的漏极连接，所述场效应管MN4的漏极接输出端A，所述场效应管MN4的源极接输出端B，所述运算放大器OP4的同相输入端与所述场效应管MN4的源极连接，所述运算放大器OP4的输出端与所述电阻RN、电阻RP连接，所述电阻RM与所述场效应管MP1连接。
更进一步的方案中，所述场效应管MP1和MP2连接构成电流镜结构，所述场效应管MP3和MP4连接构成电流镜结构。
更进一步的方案中，所述场效应管MN1与MN4为工作于线性区的MOS管，其中，所述场效应管MN4用于产生负载等比例电阻，两端可浮空使用，信号Isense为输出电流比例采样反馈值，信号VFB为输出电压比例采样反馈值，通过调整采样电流反馈值、采样电压反馈值的比例或是场效应管MN1与MN4的比例，得到负载等比例电阻，从而产生动态零点跟踪并补偿掉电源变换器的输出极点。
更进一步的方案中，在动态零点补偿电路中，运算放大器OP1与电阻Rm、场效应管MN1构成一个负反馈环路，场效应管MN1的漏端电压为VFB，场效应管MN1的导通电阻如式（3.3）：
Figure 927372DEST_PATH_IMAGE005
（3.3）
其中，
Figure 724427DEST_PATH_IMAGE006
为迁移率，
Figure 769481DEST_PATH_IMAGE007
为单位面积栅氧电容，
Figure 942973DEST_PATH_IMAGE008
为场效应管MN1的宽长比，
Figure 953654DEST_PATH_IMAGE009
为场效应管MN1的栅源电压。
更进一步的方案中，在动态零点补偿电路中，运算放大器OP2与场效应管MP2、电阻Rn构成负反馈环路，场效应管MN4的栅电压VG如式（3.4）：
Figure 859294DEST_PATH_IMAGE010
（3.4）
场效应管MN4为工作于线性区的MOS管，其导通阻抗如式（3.5）：
Figure 893109DEST_PATH_IMAGE011
（3.5）
由式（3.5）与式（3.2）、式(3.3)可以得到式（3.6）：
Figure 604713DEST_PATH_IMAGE012
（3.6）
更进一步的方案中，在动态零点补偿电路中，运算放大器OP1与场效应管MN1构成负反馈环路，运算放大器OP4为单位增益负反馈，其输出电压为B点电压，运算放大器OP2与场效应管MP1、电阻Rm构成负反馈环路，电阻Rm上的电流如式（3.11）所示：
Figure 469901DEST_PATH_IMAGE014
（3.11）。
更进一步的方案中，在动态零点补偿电路中，运算放大器OP3与场效应管MP4、电阻Rn构成负反馈环路，电阻Rn上的电流如式（3.12）所示：
Figure 546441DEST_PATH_IMAGE015
（3.12）
假定场效应管MP1与MP2相同，场效应管MP3与MP4相同，场效应管MP5的栅电压VG如式（3.13）：
Figure 129869DEST_PATH_IMAGE016
（3.13）
假定
Figure 818733DEST_PATH_IMAGE017
，则得到式（3.14）：
Figure 804006DEST_PATH_IMAGE018
（3.14）
场效应管MN4工作于线性区的漏极电流表达式为（3.15）：
Figure 113765DEST_PATH_IMAGE019
（3.15）
场效应管MN4的线性区导通电阻如式（3.16）：
Figure 122172DEST_PATH_IMAGE020
（3.16）。
更进一步的方案中，所述补偿网络B(x)为基于跨导运放的补偿网络。
更进一步的方案中，所述补偿网络B(x)为基于运算放大器的II型补偿网络。
更进一步的方案中，所述主功率传输函数A(x)由BUCK变换器提供。
更进一步的方案中，所述主功率传输函数A(x)由BOOST变换器提供。
由此可见，本发明通过采样输出电流与输出电压，利用MOS的工作于线性区的线性导通电阻，实现等比例负载电阻，用其代替传统补偿中的固定电阻，从而实现了自适应动态零点补偿；既可以使电源变换器在大的负载变化内稳定，又能保持快速的瞬态响应，还能将补偿网络集成到芯片的内部，有很高的实用价值。
附图说明
图1是现有技术的一种常见的电源变换器架构的电路原理图。
图2是本发明一种基于动态零点补偿电路的电源变换器实施例的电路原理图。
图3是本发明一种基于动态零点补偿电路的电源变换器实施例中主功率传输函数A(x)的电路原理图。
图4是本发明一种基于动态零点补偿电路的电源变换器实施例中补偿网B(x)的电路原理图。
图5是本发明一种基于动态零点补偿电路的电源变换器实施例一中动态零点补偿电路的电路原理图。
图6是本发明一种基于动态零点补偿电路的电源变换器实施例二中动态零点补偿电路的电路原理图。
以下结合附图及实施例对本发明作进一步说明。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
除非另外定义，本公开使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本公开中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”、“一”或者“该”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也可能相应地改变。
参见图2，本发明的一种基于动态零点补偿电路10的电源变换器包括电压输入端、电压输出端，电压输入端接入输入电压Vin，输入电压Vin经过电源变换器处理后经过电压输出端得到输出电压V0，电压输出端连接有输出电容C0、输出负载R0，电源变换器具有主功率传输函数A(x)、补偿网络B(x)，根据主功率传输函数A(x)，计算出输出电压V0产生的输出极点，并通过补偿网络B(x)的零点补偿掉输出极点；在补偿网络B(x)与电压输出端之间连接有动态零点补偿电路10，其输入为输出电流I0和输出电压V0的比例值，并输出负载等比例电阻，产生动态零点跟踪并补偿掉电源变换器的输出极点。可见，本发明可实现电源变换器的自适应动态零点补偿，使变换器能够负载范围稳定并且有快速的瞬态响应能力，有很高的工程实用价值；本发明自适应动态零点补偿不需要很大的补偿电容，可以集成在芯片的内部，有利用于提高芯片集成度。
如图4所示，补偿网络B(x)为基于跨导运放的补偿网络（A）；补偿网络B(x)为基于运算放大器的II型补偿网络（B）。其中，其中
Figure 175579DEST_PATH_IMAGE022
，两者有相同的零点为：
Figure 953042DEST_PATH_IMAGE023
，本实施例使用该零点去补偿掉输出极点
Figure 433702DEST_PATH_IMAGE024
，因此需要
Figure 726143DEST_PATH_IMAGE026
，得到式（3.1）：
Figure 957142DEST_PATH_IMAGE027
（3.1）
其中
Figure 651428DEST_PATH_IMAGE028
，由于负载
Figure 240673DEST_PATH_IMAGE030
是变动的，因而补偿电阻
Figure 285989DEST_PATH_IMAGE032
也需要等比例变化。
如图3所示，主功率传输函数A(x)由BUCK变换器（A）提供；主功率传输函数A(x)由BOOST变换器（B）提供。
在本实施例中，会新增一个产生负载等比例电阻的电路，如本实施例的动态零点补偿电路10，其模块输入为输出电流和输出电压的比例值，输出的有源可变电阻将取代图2中的补偿电阻R1，这样就可以产生一个可变零点，自适应动态补偿输出极点。可见，本发明的有源电阻代替固定的补偿电阻就是一种很好的补偿方式，本发明将利用输出电压与输出电流模拟出负载的变化，然后将其镜像到内部工作于线性区的MOS管上，使其可以代替固定的补偿电阻，动态补偿输出极点，并且有源电阻的两端可浮空使用，加大了应用范围。
下面通过几个实施例对根据本公开实施例的动态零点补偿电路10进行说明。
实施例一：
具体地，参见图5，动态零点补偿电路10包括运算放大器OP1、运算放大器OP2、场效应管MN1、场效应管MN2、场效应管MN3、场效应管MN4、场效应管MP1、场效应管MP2、电阻RM、电阻RN，运算放大器OP1的同相输入端接入信号Isense，运算放大器OP1的反相输入端接入信号VFB，运算放大器OP1的输出端连接至电阻RM的一端、场效应管MN4的栅极，场效应管MN1的栅极与电阻RM的另一端、场效应管MN2的漏极连接，场效应管MN2的栅极与场效应管MN3的栅极连接，场效应管MP1的栅极与场效应管MP2的栅极连接后与运算放大器OP2的输出端连接，运算放大器OP2的反相输入端连接至场效应管MP2的漏极与电阻RN的一端之间，运算放大器OP2的同相输入端与场效应管MN4的源极连接，场效应管MN4的漏极接输出端A，场效应管MN4的源极接输出端B。
场效应管MP1和MP2连接构成电流镜结构，场效应管MN2和MN3连接构成电流镜结构。
场效应管MN1和MN4为工作于线性区的MOS管，场效应管MN4用于产生负载等比例电阻，两端可浮空使用，其中，信号Isense为输出电流比例采样反馈值，信号VFB为输出电压比例采样反馈值，通过调整采样电流反馈值、采样电压反馈值的比例或是场效应管MN1与MN4的比例，得到负载等比例电阻，从而产生动态零点跟踪并补偿掉电源变换器的输出极点。
具体地，Isense为输出电流比例采样反馈值，VFB为输出电压比例采样反馈值，OP1、OP2为运算放大器，MN1与MN4为工作于线性区的MOS管，其中，MN4用于产生负载等比例电阻，两端可浮空使用，电阻Rm与Rn的阻值相同，MP1和MP2构成电流镜，MN2和MN3也构成电流镜。
为了更好的理解本发明，下面对本实施例中电路各模块的工作原理进行描述。
在动态零点补偿电路10中，运算放大器OP1与电阻Rm、场效应管MN1构成一个负反馈环路，场效应管MN1的漏端电压为VFB，场效应管MN1的导通电阻如式（3.2）：
Figure 618881DEST_PATH_IMAGE033
（3.2）
其中，
Figure 105358DEST_PATH_IMAGE035
为电压采样比例，
Figure 193399DEST_PATH_IMAGE037
为电流采样比例，
Figure 911299DEST_PATH_IMAGE039
，由于场效应管MN1为工作于线性区的MOS管，那么得出场效应管MN1的导通电阻如式（3.3）：
Figure 110199DEST_PATH_IMAGE040
（3.3）
其中，
Figure 638133DEST_PATH_IMAGE042
为迁移率，
Figure 273907DEST_PATH_IMAGE044
为单位面积栅氧电容，
Figure 965919DEST_PATH_IMAGE046
为场效应管MN1的宽长比，
Figure 640614DEST_PATH_IMAGE048
为场效应管MN1的栅源电压。
在动态零点补偿电路10中，运算放大器OP2与场效应管MP2、电阻Rn构成负反馈环路，因此MP2上的电流为：
Figure 163999DEST_PATH_IMAGE049
，其中
Figure 531527DEST_PATH_IMAGE051
为B点的电压，假定场效应管MP1与MP2大小相同，场效应管MN2与MN3的大小相同，那么经过电阻Rm的电流就等于电阻Rn上的电流，又因为电阻Rm与Rn相等，因此场效应管MN4的栅电压VG如式（3.4）：
Figure 507573DEST_PATH_IMAGE052
（3.4）
场效应管MN4为工作于线性区的MOS管，其导通阻抗如式（3.5）：
Figure DEST_PATH_IMAGE053
（3.5）
由式（3.5）与式（3.2）、式(3.3)可以得到式（3.6）：
Figure 484494DEST_PATH_IMAGE054
（3.6）
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE055
，为满足自适应动态零点补偿，需
Figure 3331DEST_PATH_IMAGE056
与图3-2中的电阻R1相等，因此与式（3.1）联立可以得到式（3.7）：
Figure DEST_PATH_IMAGE057
（3.7）
可以看出，调整采样电流、采样电压比例或是MN1与MN4的比例，就可以得到负载等比例电阻，从而实现自适应动态零点补偿。
需要说明的是，本公开的实施例中采用的场效应管均可以为薄膜晶体管、场效应晶体管或其他特性相同的开关器件。这里采用的晶体管的源极、漏极在结构上可以是对称的，所以其源极、漏极在结构上可以是没有区别的。因此，这些实现方式也是在本公开的保护范围内的。
实施例二：
参见图6，本实施例提供了另一种动态零点补偿电路10，本实施例的动态零点补偿电路10包括运算放大器OP1、运算放大器OP2、运算放大器OP3、运算放大器OP4、场效应管MP1、场效应管MP2、场效应管MP3、场效应管MP4、场效应管MN1、场效应管MN4、电阻RM、电阻RN、电阻RP，运算放大器OP1的同相输入端接入信号Isense，运算放大器OP1的反相输入端接入信号VFB，场效应管MN1的栅极与运算放大器OP1的输出端、运算放大器OP2的同相输入端连接，运算放大器OP2的输出端连接至场效应管MP1的栅极、场效应管MP2的栅极，场效应管MP3的栅极、场效应管MP4的栅极连接至运算放大器OP3的输出端，运算放大器OP3的同相输入端与场效应管MN4的漏极连接，场效应管MN4的漏极接输出端A，场效应管MN4的源极接输出端B，运算放大器OP4的同相输入端与场效应管MN4的源极连接，运算放大器OP4的输出端与电阻RN、电阻RP连接，电阻RM与场效应管MP1连接。
场效应管MP1和MP2连接构成电流镜结构，场效应管MP3和MP4连接构成电流镜结构。
场效应管MN1与MN4为工作于线性区的MOS管，其中，场效应管MN4用于产生负载等比例电阻，两端可浮空使用，信号Isense为输出电流比例采样反馈值，信号VFB为输出电压比例采样反馈值，通过调整采样电流反馈值、采样电压反馈值的比例或是场效应管MN1与MN4的比例，得到负载等比例电阻，从而产生动态零点跟踪并补偿掉电源变换器的输出极点。
具体地，图6中OP1~OP4为运算放大器，Isense为输出电流比例采样，VFB为输出电压比例采样，MP1与MP2构成电流镜，MP3与MP4也构成电流镜，MN1与MN4工作于线性区，其中，MN4为负载等比例电阻，两端可浮空使用。
为了更好的理解本发明，下面对本实施例中电路各模块的工作原理进行描述。
在动态零点补偿电路10中，运算放大器OP1与场效应管MN1构成负反馈环路，其导通阻抗与实例一相同，满足式（3.2）与式(3.3)，运算放大器OP4为单位增益负反馈，其输出电压为B点电压，运算放大器OP2与场效应管MP1、电阻Rm构成负反馈环路，电阻Rm上的电流如式（3.11）所示：
Figure 276181DEST_PATH_IMAGE058
（3.11）
在动态零点补偿电路10中，运算放大器OP3与场效应管MP4、电阻Rn构成负反馈环路，电阻Rn上的电流如式（3.12）所示：
Figure DEST_PATH_IMAGE059
（3.12）
假定场效应管MP1与MP2相同，场效应管MP3与MP4相同，场效应管MP5的栅电压VG如式（3.13）：
Figure 257300DEST_PATH_IMAGE060
（3.13）
假定
Figure DEST_PATH_IMAGE061
，则得到式（3.14）：
Figure 24530DEST_PATH_IMAGE062
（3.14）
因此代入式(3.8)可得场效应管MN4工作于线性区的漏极电流表达式为（3.15）：
Figure DEST_PATH_IMAGE063
（3.15）
场效应管MN4的线性区导通电阻如式（3.16）：
Figure 460190DEST_PATH_IMAGE064
（3.16）
可以看出，线性导通电阻与
Figure DEST_PATH_IMAGE065
不再相关，可以实现高线性度有源电阻。式(3.16)与式(3.2)、式(3.3)联立同样可得到式(3.6)、式(3.7)，即可实现自适应的动态零点补偿。
由此可见，本发明通过采样输出电流与输出电压，利用MOS的工作于线性区的线性导通电阻，实现等比例负载电阻，用其代替传统补偿中的固定电阻，从而实现了自适应动态零点补偿；既可以使电源变换器在大的负载变化内稳定，又能保持快速的瞬态响应，还能将补偿网络集成到芯片的内部，有很高的实用价值。
需要说明的是，以上仅为本发明的优选实施例，但发明的设计构思并不局限于此，凡利用此构思对本发明做出的非实质性修改，也均落入本发明的保护范围之内。

Claims (14)

1.一种基于动态零点补偿电路的电源变换器，包括电压输入端、电压输出端，所述电压输入端接入输入电压Vin，所述输入电压Vin经过电源变换器处理后经过所述电压输出端得到输出电压V0，所述电压输出端连接有输出电容、输出负载，其特征在于：
所述电源变换器具有主功率传输函数A(x)、补偿网络B(x)，根据主功率传输函数A(x)，计算出输出电压V0产生的输出极点，并通过补偿网络B(x)的零点补偿掉输出极点；
在补偿网络B(x)与所述电压输出端之间连接有动态零点补偿电路，其输入为输出电流I0和输出电压V0的比例值，并输出负载等比例电阻，产生动态零点跟踪并补偿掉电源变换器的输出极点；
所述动态零点补偿电路包括运算放大器OP1、运算放大器OP2、场效应管MN1、场效应管MN2、场效应管MN3、场效应管MN4、场效应管MP1、场效应管MP2、电阻RM、电阻RN，所述运算放大器OP1的同相输入端接入信号Isense，所述运算放大器OP1的反相输入端接入信号VFB，所述运算放大器OP1的输出端连接至所述电阻RM的一端、所述场效应管MN4的栅极，所述场效应管MN1的栅极与所述电阻RM的另一端、所述场效应管MN2的漏极连接，所述场效应管MN2的栅极与所述场效应管MN3的栅极连接，所述场效应管MP1的栅极与所述场效应管MP2的栅极连接后与所述运算放大器OP2的输出端连接，所述运算放大器OP2的反相输入端连接至所述场效应管MP2的漏极与所述电阻RN的一端之间，所述运算放大器OP2的同相输入端与所述场效应管MN4的源极连接，所述场效应管MN4的漏极接输出端A，所述场效应管MN4的源极接输出端B，所述场效应管MN1的漏极连接于信号Isense，所述场效应管MN1的源极接地，所述场效应管MN3的漏极与所述场效应管MP1的漏极连接，所述场效应管MN3的源极接地，所述场效应管MP1的源极与所述场效应管MP2的源极连接后接电源，所述场效应管MN2的源极接地，所述场效应管MP1的源极接电源，其中，信号Isense为输出电流比例采样反馈值，信号VFB为输出电压比例采样反馈值。
2.根据权利要求1所述的基于动态零点补偿电路的电源变换器，其特征在于：
所述场效应管MP1和MP2连接构成电流镜结构，所述场效应管MN2和MN3连接构成电流镜结构。
3.根据权利要求2所述的基于动态零点补偿电路的电源变换器，其特征在于：
所述场效应管MN1和MN4为工作于线性区的MOS管，所述场效应管MN4用于产生负载等比例电阻，两端可浮空使用，其中，信号Isense为输出电流比例采样反馈值，信号VFB为输出电压比例采样反馈值，通过调整采样电流反馈值、采样电压反馈值的比例或是场效应管MN1与MN4的比例，得到负载等比例电阻，从而产生动态零点跟踪并补偿掉电源变换器的输出极点。
4.根据权利要求1所述的基于动态零点补偿电路的电源变换器，其特征在于：
所述动态零点补偿电路包括运算放大器OP1、运算放大器OP2、运算放大器OP3、运算放大器OP4、场效应管MP1、场效应管MP2、场效应管MP3、场效应管MP4、场效应管MN1、场效应管MN4、电阻RM、电阻RN、电阻RP，所述运算放大器OP1的同相输入端接入信号Isense，所述运算放大器OP1的反相输入端接入信号VFB，所述场效应管MN1的栅极与所述运算放大器OP1的输出端、所述运算放大器OP2的同相输入端连接，所述运算放大器OP2的输出端连接至所述场效应管MP1的栅极、场效应管MP2的栅极，所述场效应管MP3的栅极、场效应管MP4的栅极连接至所述运算放大器OP3的输出端，所述运算放大器OP3的同相输入端与所述场效应管MN4的漏极连接，所述场效应管MN4的漏极接输出端A，所述场效应管MN4的源极接输出端B，所述运算放大器OP4的同相输入端与所述场效应管MN4的源极连接，所述运算放大器OP4的输出端与所述电阻RN、电阻RP的一端连接，所述场效应管MN1的源极接地，所述场效应管MN1的漏极连接信号Isense，所述场效应管MP1的源极、所述场效应管MP2的源极、所述场效应管MP3的源极、所述场效应管MP4的源极均接电源，所述电阻RM的一端接地，所述场效应管MP1的漏极与所述电阻RM的另一端连接，所述场效应管MP2的漏极与所述场效应管MP3的漏极连接后与所述电阻RP的另一端连接，所述场效应管MP4的漏极与所述电阻RN的另一端连接，所述运算放大器OP3的反相输入端与所述场效应管MP4的漏极连接，其中，信号Isense为电感电流的采样值，信号VFB为输出反馈电压。
5.根据权利要求4所述的基于动态零点补偿电路的电源变换器，其特征在于：
所述场效应管MP1和MP2连接构成电流镜结构，所述场效应管MP3和MP4连接构成电流镜结构。
6.根据权利要求5所述的基于动态零点补偿电路的电源变换器，其特征在于：
所述场效应管MN1与MN4为工作于线性区的MOS管，其中，所述场效应管MN4用于产生负载等比例电阻，两端可浮空使用，信号Isense为输出电流比例采样反馈值，信号VFB为输出电压比例采样反馈值，通过调整采样电流反馈值、采样电压反馈值的比例或是场效应管MN1与MN4的比例，得到负载等比例电阻，从而产生动态零点跟踪并补偿掉电源变换器的输出极点。
7.根据权利要求3所述的基于动态零点补偿电路的电源变换器，其特征在于：
在动态零点补偿电路中，运算放大器OP1与电阻Rm、场效应管MN1构成一个负反馈环路，场效应管MN1的漏端电压为VFB，场效应管MN1的导通电阻如式（3.3）：
Figure 838386DEST_PATH_IMAGE001
（3.3）
其中，
Figure 598532DEST_PATH_IMAGE003
为迁移率，
Figure 990199DEST_PATH_IMAGE005
为单位面积栅氧电容，
Figure 376050DEST_PATH_IMAGE006
为场效应管MN1的宽长比，
Figure 169562DEST_PATH_IMAGE008
为场效应管MN1的栅源电压，
Figure 100609DEST_PATH_IMAGE009
为场效应管MN1的阈值电压。
8.根据权利要求7所述的基于动态零点补偿电路的电源变换器，其特征在于：
在动态零点补偿电路中，运算放大器OP1与电阻Rm、场效应管MN1构成一个负反馈环路，场效应管MN1的漏端电压为VFB，场效应管MN1的导通电阻如式（3.2）：
Figure 976642DEST_PATH_IMAGE010
其中，
Figure 900605DEST_PATH_IMAGE012
为电压采样比例，
Figure 361673DEST_PATH_IMAGE014
为电流采样比例，
Figure 978468DEST_PATH_IMAGE016
，由于场效应管MN1为工作于线性区的MOS管，那么得出场效应管MN1的导通电阻如式（3.3）；
在动态零点补偿电路中，运算放大器OP2与场效应管MP2、电阻Rn构成负反馈环路，场效应管MN4的栅电压VG如式（3.4）：
Figure 157777DEST_PATH_IMAGE017
（3.4）
场效应管MN4为工作于线性区的MOS管，其导通阻抗如式（3.5）：
Figure 619851DEST_PATH_IMAGE018
（3.5）
由式（3.5）与式（3.2）、式(3.3)可以得到式（3.6）：
Figure 390886DEST_PATH_IMAGE019
（3.6）
其中，VB为图中B点的电压；（W/L)mn4为场效应管MN4的宽长比；k为式（3.2）中的k，用于简化k1与k2的比例值，m用于简化k与场效应管mn1、mn4的宽长比比值的乘积。
9.根据权利要求6所述的基于动态零点补偿电路的电源变换器，其特征在于：
在动态零点补偿电路中，运算放大器OP1与场效应管MN1构成负反馈环路，运算放大器OP4为单位增益负反馈，其输出电压为B点电压，运算放大器OP2与场效应管MP1、电阻Rm构成负反馈环路，电阻Rm上的电流如式（3.11）所示：
Figure 663735DEST_PATH_IMAGE020
（3.11）。
10.根据权利要求9所述的基于动态零点补偿电路的电源变换器，其特征在于：
在动态零点补偿电路中，运算放大器OP3与场效应管MP4、电阻Rn构成负反馈环路，电阻Rn上的电流如式（3.12）所示：
Figure DEST_PATH_IMAGE021
（3.12）
假定场效应管MP1与MP2相同，场效应管MP3与MP4相同，场效应管MP5的栅电压VG如式（3.13）：
Figure 517290DEST_PATH_IMAGE022
（3.13）
假定
Figure 720739DEST_PATH_IMAGE024
，则得到式（3.14）：
Figure DEST_PATH_IMAGE025
（3.14）
场效应管MN4工作于线性区的漏极电流表达式为（3.15）：
Figure 343350DEST_PATH_IMAGE026
（3.15）
场效应管MN4的线性区导通电阻如式（3.16）：
Figure DEST_PATH_IMAGE027
（3.16）
其中，VA、VB为A点电压与B点电压，VM为M点电压，VDS指场效应管MN4的漏源电压，（W/L)mn4指场效应管MN4的宽长比，Vth指场效应管MN4的阈值电压，假定与场效应管MN1的阈值电压相同；un指迁移率，Cox指单位面积栅氧电容。
11.根据权利要求1或2所述的基于动态零点补偿电路的电源变换器，其特征在于：
所述补偿网络B(x)为基于跨导运放的补偿网络。
12.根据权利要求1或2所述的基于动态零点补偿电路的电源变换器，其特征在于：
所述补偿网络B(x)为基于运算放大器的II型补偿网络。
13.根据权利要求1或2所述的基于动态零点补偿电路的电源变换器，其特征在于：
所述主功率传输函数A(x)由BUCK变换器提供。
14.根据权利要求1或2所述的基于动态零点补偿电路的电源变换器，其特征在于：
所述主功率传输函数A(x)由BOOST变换器提供。
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