CN112072719B - 交直流互联双向支撑的隔离型两级式dc/ac变换器的控制方法 - Google Patents

交直流互联双向支撑的隔离型两级式dc/ac变换器的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及电力电子领域，旨在提供一种交直流互联双向支撑的隔离型两级式DC/AC变换器的控制方法。本发明采用隔离型两级式DC/AC变换器实现交流子网与直流子网的连接，其中双向DC/AC变流器模块用于实现交流侧与直流侧有功功率均摊并能实现双向电压支撑，双向谐振DC变流器模块用于实现交流侧与直流侧电压匹配及电流隔离。所提出的控制策略在双向DC/AC系统中对交流频率和直流电压这两个异构信息进行归一化并将两者归一化后数值相等作为控制目标。本发明在无需切换控制策略的条件下实现不同电压等级的交直流子网间的双向功率支撑和网间无缝连接，提高交直流混合子网即插即用控制特性，降低了交流子网对直流子网连接的电压要求，具有良好控制性能。

Description

交直流互联双向支撑的隔离型两级式DC/AC变换器的控制 方法
技术领域
本发明涉及一种交直流互联双向支撑的隔离型两级式DC/AC变换器的控制方法，属于电力电子领域。
背景技术
交直流混合微网通过变流器将直流子网和交流子网连接，充分利用交流供电和直流供电的优势，合理调控交直流分布式电源和负荷，尽量减少中间变换环节，提升系统效率。目前连接交流子网和直流子网主要为非隔离型DC/AC变换器以及带交流工频变压器的DC/AC变换器两种。其中非隔离型单级式DC/AC变换器安全性较差，带交流工频变压器的DC/AC变换器整体效率较低且占地大，而双向全桥DC/DC变换器模块化程度高、可双向传输功率且易实现软开关技术可用于隔离，联合双向全桥DC/DC模块和DC/AC模块的双向隔离型两级式DC/AC变换器可有效实现交直流子网间的相互支撑，提高系统安全可靠性，为大规模分布式电源接入电力系统提供了一种有效的解决途径。
在交直流混合微网中，由于分布式电源具有间歇性和随机性，负荷也随时存在波动，交流子网和直流子网内可能出现欠载和过载等功率不均衡情况，因此交直流子网之间的相互支撑、功率互济格外重要。除此之外，逆变出符合市电要求的交流电压对直流子网电压提出了高压要求，不同电压等级的交直流子网互联也需要控制策略的保障。传统的隔离型两级式DC/AC变换器多采用交流工频变压器对交流降压来匹配对直流电压等级的要求，对DC/AC变流器采用下垂控制实现交直流子网互联，这种控制方式对电压匹配灵活性较差且难以实现双向支撑。
本发明针对交直流子网互联需要电流隔离及双向支撑的情况，设计了隔离型两级式DC/AC变换器，通过对DC/AC模块采用交流侧功率和直流侧电压归一化后均等的控制目标实现功率分担与双向支撑，对DC/DC模块采用移相控制实现隔离型理想变压器的功能，综合两个模块的控制实现了不同电压等级的交直流子网互联以及双向功率支撑，为交直流混合电网的发展提供关键设备与控制手段。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提出了一种交直流互联双向支撑的隔离型双级式DC/AC变换器的控制方法。
为解决技术问题，本发明的解决方案是：
提供一种交直流互联双向支撑的隔离型两级式DC/AC变换器的控制方法，其特征在于，该方法基于下述结构的隔离型两级式DC/AC变换器而实现：
该隔离型两级式DC/AC变换器包括相连的DC/DC模块和DC/AC模块，前者输入端与直流母线相接，后者输出端与交流母线相接；其中，DC/DC模块具有原副边匝数比为1∶n的隔离变压器，n表示变压器匝数变比；隔离变压器的两侧分别为由四个开关管组成的原边H桥，隔离变压器两侧还包括原边谐振电感、原边谐振电容和副边谐振电感和副边谐振电容；DC/AC模块包括由六个开关管组成的三相半桥电路，以及与交流母线相接的LC滤波器；
所述隔离型两级式DC/AC变换器的控制方法包括：
(1)对于DC/DC模块，首先根据交流侧电压以及调制比计算中间级电压参考值，根据中间级电压参考值与直流侧电压值计算DC/DC模块的电压比例，以该电压比例恒定为控制目标，采用移相控制通过调节原边电压方波超前于副边电压方波的移相角，从而调节该模块传输的功率；
(2)对于DC/AC模块，将表征交流子网、直流子网各自功率盈亏的交流频率值和直流电压值进行采集和归一化，通过控制两者归一化后的数值相等为控制目标，经PI控制器给出调制信号频率值，通过无功-电压幅值下垂给定调制信号幅值，联立调制信号频率和幅值构建调制信号，与载波信号比较后获得DC/AC模块开关管控制信号；对三相桥臂施加幅值、频率相等，而相位互差120度的三相对称正弦波调制信号进行控制。
(即，通过控制DC/AC模块交流频率和直流电压归一化后数值相同，并控制DC/DC模块两侧电压比值恒定以作为理想直流变压器，实现交流侧频率和直流侧电压归一化相等的控制目标，从而实现交流子网和直流子网的功率互济、互相支撑。)
本发明中，对于DC/AC模块的控制具体包括：
(1)测量交流侧、直流侧电压分别为vac、vdc，选择合适电压比M，计算中间级直流电压参考值
Figure BDA0002628666480000021
从而得到DC/DC模块原副边电压变比值R；其计算公式为：
Figure BDA0002628666480000022
Figure BDA0002628666480000023
式中，n来源于DC/DC模块中隔离变压器的原副边匝数比1∶n；
(2)测量交流侧电压通过锁相环锁相获得交流侧频率f，测量中间级直流电压值vdc-m，将两者进行归一化，其计算公式如下：
Figure BDA0002628666480000031
Figure BDA0002628666480000032
式中，各符号含义为：fpu表示频率的归一化值，vdc-mpu表示中间级直流电压的归一化值，fmax和fmin分别为交流子网正常运行所允许的频率最大值和频率最小值，vdc-mmax和vdc-mmin分别为直流子网正常运行所允许的中间级电压最大值和最小值；
(3)将交流频率归一化值和中间级直流电压归一化值的差值作为输入，经PI控制器后作为开关管调制信号频率fm；为加快响应速度，增加一个50Hz初值分量；使用交流无功-交流电压幅值下垂给定开关管调制信号幅值Vm；以构建频率为fm以及幅值为Vm的调制信号为控制方法，得到交流侧三相桥臂调制波，与三角载波进行调制后控制DC/AC模块中六开关管关断；使用PI控制器获得调制信号频率值和使用无功-电压下垂获得调制信号幅值的表达式分别如式(5)、(6)：
Figure BDA0002628666480000033
Vm＝VM*+Kn(Q*-Q) (6)
式中，KfvP和KfvI为PI控制器的比例参数和积分参数，fint为设定的初值频率，VM*为交流侧额定电压幅值，Kn为下垂系数，Q*为额定无功功率，Q为实测无功功率，
Figure BDA0002628666480000035
为积分操作算子；
(4)为控制DC/DC模块具备直流侧理想变比的变压器功能，计算直流子网电网换算到副边的电压值n·vdc与中级电压归算值R·vdc-m，将两者差值经PI控制器后获得小信号控制量α；测量隔离变压器的原副边电流分别为idc，idc-m，根据下式计算移相角β：
Figure BDA0002628666480000036
式中，C1，C2分别为原副边电容值，idcl，idc-ml，udcl，udc-ml分别表示原副边电流、电压经过低通滤波器后的数值；变量K为常系数，其计算方式如下：
Figure BDA0002628666480000037
其中Lr1，Lr2分别为原副边谐振电感值，Cr1，Cr2为原副边谐振电容值，ωs为谐振角频率。
本发明中，电压比M的意义是，在六个开关管组成的三相半桥DC/AC变流器中，为实现正常功能交流侧电压与直流侧电压的比值，一般直流电压需要为交流电压2.34倍以上，为了保证一定裕度，M可适当调整，如可选调节范围为3～5。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
(1)本发明提出的隔离型双级式DC/AC变换器采用双向全桥DC/DC模块实现隔离和电压匹配功能，采用交流频率、直流变压归一化控制DC/AC模块实现交直流子网双向功率流动及功率支撑功能。
(2)本发明能够在工况下实现交直流子网连接的电流隔离、电压匹配及功率分担功能，只要有一方具备功率支撑能力就可实现整个交直流混合微网的功率支撑，实现了交直流混合子网的高可靠供电。
(3)采用交流频率-电压幅值的控制方法，减少环路并采用频率设定初值，提高响应速度。与传统采用电流控制方法不同的是，在交流侧没有电源情况下也能构建具有良好频率特性的电压。
(4)传统的控制方法为：使用直流侧电压归一化值vdc-mpu与频率归一化值fpu的差值(vdc-mpu-fpu)经过PI控制器计算参考有功功率值，通过有功电流控制实现有功功率控制。这样的控制方法只能做到有功功率均摊，而不能对交流子网进行电压支撑。本方法通过使用直流侧电压归一化值vdc-mpu与频率归一化值fpu的差值(vdc-mpu-fpu)经过PI控制器后不经过电压环和电流环直接给定调制信号，即fm为调制信号的频率，Vm为调制信号的幅值，通过频率和幅值构造三相调制波，与三角载波进行调制获得三相桥臂开关管S9-S14的控制信号，该控制方法可以不受线路阻抗的影响，而且减少了控制环路，提高了响应速度。
附图说明
图1为隔离型双级式DC/AC变换器拓扑示意图；
图2为双向支撑在控制框图；
图3为直流支撑交流时交流侧电压波形图；
图4为交流支撑直流时直流侧电压波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步详细描述：
隔离型双级式DC/AC变换器的拓扑示意如图1所示，包括两部分：其中DC/DC模块包括由S1-S8这八个开关管组成的H桥、匝数比为1∶n的隔离变压器、原副边电容C1、C2以及谐振电感Lr1、Lr2和谐振电容Cr1、Cr2组成。而DC/AC模块包括由S9-S14这六个开关管组成的三相半桥组成，经LC滤波器接交流母线。
隔离型双级式DC/AC变换器的双向功率支撑控制框图如图2所示，其具体实施步骤为：
(1)测量交流侧电压vac并通过锁相环PLL锁相获得交流频率f，并测量交流无功功率Q。
(2)测量中间级直流电压vdc-m，将交流侧频率和中间级电压进行归一化，将归一化后两者差为0作为控制目标，使用PI控制器进行控制，控制输出为交流侧调制信号频率值，通过交流无功-交流电压幅值下垂获得调制信号幅值，联立频率和幅值构建三相对称调制信号，经过与三角载波比较获得控制信号并传给六个开关管。
(3)对DC/DC模块两侧进行电压和电流采样，中间级和直流母线侧电压电流分别为udc-m，udc，idc，idc-m，对采集到的电压电流信号采用低通滤波器滤波后表示为udc-ml，udcl，idcl，idc-ml，将R·udc-ml和n·udcl的差值为0作为控制目标，经过PI控制器后给出角度信号α，再计算相移角，计算公式如下：
Figure BDA0002628666480000051
其中C1，C2分别为原副边电容值，变量K为常系数，其计算方式如下：
Figure BDA0002628666480000052
其中Lr1，Lr2分别为原副边谐振电感值，Cr1，Cr2为原副边谐振电容值，ωs为谐振角频率。
根据计算获得的相移角传递信号给开关管S1-S8控制双向全桥DC/DC模块。
双向支撑的隔离型两级式DC/AC变换器的控制效果可以由图3和图4示意，图3为当直流侧为储能支撑，交流侧为10kw负载而无交流电源时交流子网电压波形，可以看出交流侧能建立电压，达到了直流支撑交流的目的。图4为交流侧为三相对称电网支撑，直流侧仅有负载时直流子网的电压，可以看出直流子网电压为200V，因而达到了交流支撑直流的目的。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种交直流互联双向支撑的隔离型两级式DC/AC变换器的控制方法，其特征在于，该方法基于下述结构的隔离型两级式DC/AC变换器而实现：
该隔离型两级式DC/AC变换器包括相连的DC/DC模块和DC/AC模块，前者输入端与直流母线相接，后者输出端与交流母线相接；其中，DC/DC模块具有原副边匝数比为1∶n的隔离变压器，n表示变压器匝数变比；隔离变压器的两侧分别为由四个开关管组成的原边H桥，隔离变压器两侧还包括原边谐振电感、原边谐振电容和副边谐振电感和副边谐振电容；DC/AC模块包括由六个开关管组成的三相半桥电路，以及与交流母线相接的LC滤波器；
所述隔离型两级式DC/AC变换器的控制方法包括：
(1)对于DC/DC模块，首先根据交流侧电压以及调制比计算中间级电压参考值，根据中间级电压参考值与直流侧电压值计算DC/DC模块的电压比例，以该电压比例恒定为控制目标，采用移相控制通过调节原边电压方波超前于副边电压方波的移相角，从而调节该模块传输的功率；
(2)对于DC/AC模块，将表征交流子网、直流子网各自功率盈亏的交流频率值和直流电压值进行采集和归一化，通过控制两者归一化后的数值相等为控制目标，经PI控制器给出调制信号频率值，通过无功-电压幅值下垂给定调制信号幅值，联立调制信号频率和幅值构建调制信号，与载波信号比较后获得DC/AC模块开关管控制信号；对三相桥臂施加幅值、频率相等，而相位互差120度的三相对称正弦波调制信号进行控制。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对于DC/AC模块的控制具体包括：
(1)测量交流侧、直流侧电压分别为vac、vdc，选择合适电压比M，计算中间级直流电压参考值
Figure FDA0002628666470000011
从而得到DC/DC模块原副边电压变比值R；其计算公式为：
Figure FDA0002628666470000012
Figure FDA0002628666470000013
式中，n来源于DC/DC模块中隔离变压器的原副边匝数比1∶n；
(2)测量交流侧电压通过锁相环锁相获得交流侧频率f，测量中间级直流电压值vdc-m，将两者进行归一化，其计算公式如下：
Figure FDA0002628666470000014
Figure FDA0002628666470000015
式中，各符号含义为：fpu表示频率的归一化值，vdc-mpu表示中间级直流电压的归一化值，fmax和fmin分别为交流子网正常运行所允许的频率最大值和频率最小值，vdc-max和vdc-min分别为直流子网正常运行所允许的中间级电压最大值和最小值；
(3)将交流频率归一化值和中间级直流电压归一化值的差值作为输入，经PI控制器后作为开关管调制信号频率fm；为加快响应速度，增加一个50Hz初值分量；使用交流无功-交流电压幅值下垂给定开关管调制信号幅值Vm；以构建频率为fm以及幅值为Vm的调制信号为控制方法，得到交流侧三相桥臂调制波，与三角载波进行调制后控制DC/AC模块中六开关管关断；使用PI控制器获得调制信号频率值和使用无功-电压下垂获得调制信号幅值的表达式分别如式(5)、(6)：
Figure FDA0002628666470000021
Vm＝VM*+Kn(Q*-Q) (6)
式中，KfvP和KfvI为PI控制器的比例参数和积分参数，fint为设定的初值频率，VM*为交流侧额定电压幅值，Kn为下垂系数，Q*为额定无功功率，Q为实测无功功率，
Figure FDA0002628666470000022
为积分操作算子；
(4)为控制DC/DC模块具备直流侧理想变比的变压器功能，计算直流子网电网换算到副边的电压值n·vdc与中级电压归算值R·vdc-m，将两者差值经PI控制器后获得小信号控制量α；测量隔离变压器的原副边电流分别为idc，idc-m，根据下式计算移相角β：
Figure FDA0002628666470000023
式中，C1，C2分别为原副边电容值，idcl，idc-ml，udcl，udc-ml分别表示原副边电流、电压经过低通滤波器后的数值；变量K为常系数，其计算方式如下：
Figure FDA0002628666470000024
其中Lr1，Lr2分别为原副边谐振电感值，Cr1，Cr2为原副边谐振电容值，ωs为谐振角频率。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述电压比M的调节范围为3～5。
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