CN112054816B - 基于有源准环形器和自干扰抵消的全集成全双工收发机 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于有源准环形器和自干扰抵消的全集成全双工收发机，基带信号经正交上变频混频器后分两路，一路经功率放大器和有源准环形器与天线连接，另一路通过正交压控跨导放大器进入接收机，与有源准环形器泄露的信号一起经低噪声放大器和下变频混频器降频后经比较器电路与控制器连接，有源准环形器仅在发射机输出到天线以及天线到接收机输入两个方向上导通，接收机的输入端与接收到的泄漏信号相减实现干扰信号的抵消；采用梯度下降算法计算所需的正交合成矢量的幅度I和Q，实现自干扰抵消。本发明不仅具有最高的射频域自干扰抵消比，同时还具有目前最大的工作带宽，适合5G无线通信系统，尤其适合短距离蓝牙通信。
Description
技术领域
本发明属于射频集成电路技术领域，具体涉及一种基于有源准环形器和自干扰抵消的全集成全双工收发机。
背景技术
过去二十年，移动电子产品对高速数据需求的日益增长促使通信系统和电路必须具有更高的带宽和更高的数据传输速率。以往的4G通信标准不能很好地满足人们对数据的需求，因而产生了5G通信标准。第五代无线技术包括了全双工无线(Full-Duplex，FD)、大规模天线技术(Multi-In-Multi-Out，MIMO)和毫米波移动通信。全双工无线基于新型的无线通信技术，可以同时以相同的频率进行发送和接收；大规模MIMO和毫米波移动通信的天线数量和载频数量增加了几个数量级，从而重塑了我们对移动应用干扰管理和无线电传播的理解。因此，与过去开发的MAC和PHY层技术不同，这些具有变革性的第五代技术需要对传统无线通信进行重新思考，并且需要在MAC和PHY层之间进行交互设计。
全双工无线通信能够实现同一时间同一频带上的双向通信(即同频带全双工)，将有利于缓解数据传输率日益上涨的要求和频谱资源极度稀缺间的矛盾，在不增加额外频带的基础上，将使网络吞吐量加倍，因而可提高频谱的利用率。同时，同频带全双工通信模式和自干扰抵消技术在频谱监听、电子对抗等领域也将发挥巨大的作用。由此不难看出，同频带全双工通信无疑将成为通信领域一项变革性技术，并将彻底改变现有的无线网络格局。同一时间、同一频率的全双工无线通信中最具有挑战性的问题之一为收发机内部发射信号耦合到接收端而给接收机带来的自干扰(Self-Interference，SI)。
目前解决同频带全双工通信中的自干扰问题采用的方案有：天线抵消、射频域抵消、模拟域抵消以及数字基带域抵消。自干扰抵消(Self-InterferenceCancellation，SIC)技术需要解决的问题就是如何在宽带范围内，实现高的自干扰抵消比。这就要求天线抵消(环形器)必须能在宽带内实现高的隔离度，且在射频域、模拟域和数字基带域内必须提供宽带的抵消。
现有技术都可以芯片集成，且都获得不错的自干扰抵消比，但是抵消带宽相对较窄，无法满足未来通信对宽带的需求。同时为了获得更高的自干扰抵消性能，必须结合多种抵消技术同时进行自干扰抵消，尤其对于发射功率较大的发射机，则需要结构天线抵消技术(天线接口)、射频域抵消技术和数字域抵消技术，来实现最优的自干扰抵消。总之，为了满足宽带通信的需求，必须实现宽带自干扰抵消和高的自干扰抵消比，尤其在射频域的自干扰抵消比，因为射频域抵消放宽对全双工接收机线性度的要求。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种基于有源准环形器和自干扰抵消的全集成全双工收发机，涉及5G无线通信以及蓝牙通信系统，将有源准环形器和基于正交矢量合成原理的自干扰射频抵消技术应用于全双工收发机电路设计，以提高全双工收发机在宽带范围内的射频域自干扰抵消比。
本发明采用以下技术方案：
一种基于有源准环形器和自干扰抵消的全集成全双工收发机，包括正交上变频混频器，基带信号经正交上变频混频器后分两路，一路经功率放大器和有源准环形器与天线连接，另一路通过正交压控跨导放大器进行自干扰射频抵消后进入接收机，与有源准环形器泄露的信号一起经低噪声放大器和下变频混频器降频后经比较器电路与控制器连接，有源准环形器仅在发射机输出到天线以及天线到接收机输入两个方向上导通，正交上变频混频器的两路正交合成信号Is和Qs作为抵消信号，并在接收机的输入端与接收到的泄漏信号相减实现干扰信号的抵消，正交合成的抵消信号样本Is从发射机的上变频混频器输出端获取，另一路Qs由复制上变频电路获得；控制器由片外的现场可编程门阵列实现，采用梯度下降算法计算所需的正交合成矢量的幅度I和Q，使合成后的矢量和自干扰信号具有相同的幅度和相位，实现自干扰抵消。
具体的，控制器用于控制外部两路正交压控跨导放大器的控制电压，假设控制比较器的参考电压Vref的数模转换器数字输入信号C[8:0]的初值为A，控制外部正交的两路数模转换器的递减数字信号X[7:0]与Y[7:0]的初值为B，其控制过程为：
S1、若残余信号R的幅值小于参考电压Vref，比较器输出值Comp出现高电平的脉冲波数小于n，则C[8:0]连续递减，从A开始递减，直到Vref大于R；
S2、参考电压Vref大于R，Comp输出的高电平的脉冲波数大于n，X[7:0]递减，从B开始递减，如果R的幅值降低，重复步骤S1，若R幅值不变或增大，X[7:0]连续递减两步，判断Comp高电平的脉冲波数，波数如果大于n，X[7:0]暂停递减，Y[7:0]开始递减；
S3、如果Comp输出的高电平的脉冲波数大于n，则促使Y[7:0]递减，从B开始递减，如果R的幅值降低，重复步骤S1，若R幅值不变或增大，Y[7:0]连续递减两步，并判断Comp高电平的脉冲波数，如果波数大于n，则Y[7:0]停止递减并保存上一步递减值，X[7:0]继续递减；
S4、若Comp输出的高电平的脉冲波数大于n，X[7:0]继续递减，如果R降低，重复步骤S1，若R保持不变或增大，X[7:0]连续递减三步，判断Comp高电平的脉冲波数，如果波数大于n，返回X[7:0]递减三步前的值，开始递增，并重复步骤S1，若X[7:0]连续递增三步，Comp输出大于n，返回并保存X[7:0]递增三步前的值为最终值，X[7:0]的最终值为B-3-i，Y[7:0]的最终值为B-2-j。
具体的，差分有源准环形器的电路结构包括发射机至天线端的发射路径和天线端至接收机的接收路径，具体为：
发射机的发射信号经过TX+/TX-端馈入由共源极晶体管M1/M2与电阻R1/R2构成的电阻负载共源放大器，并由ANT+/ANTM-输出，发射信号经过TX+/TX-端馈入由共源极晶体管M4/M3与电阻R4/R3构成的电阻负载共源放大器，并由ANT+/ANTM-输出，由ANT+/ANT-端输出的信号经过片的巴伦转换成单端信号后与天线相接，ANTM+/ANTM-端输出的信号经过巴伦转换成单端信号与负载连接；
接收信号经天线馈入巴伦转为差分信号，经由ANT+/ANT-端馈入由共源晶体管M5/M7与电阻R5/R6构成的共源发达器，并由RX+/RX-端输出。
进一步的，片外的巴伦的阻抗变换比为1:4。
进一步的，发射信号经过TX+/TX-端通过电容C1/C2馈入由两级共源放大器构成的电路，最后由RX+输出隔离后的残余信号；两级共源放大器包括晶体管M1、电阻R1与晶体管M2、电阻R2，晶体管M1的漏极与电阻R1连接构成第一级共源放大器，晶体管M1的漏极通过电容C4与晶体管M5的栅极连接，晶体管M5的漏极与电阻R5连接构成第二级共源放大器；晶体管M2的漏极与电阻R2连接构成第一级共源放大器，晶体管M2的漏极通过电容C5与晶体管M6的栅极连接，晶体管M6的漏极与电阻R5连接构成第二级共源放大器；晶体管M5和晶体管M6的漏端通过电容C11与输出端RX+连接；馈入TX+与TX-端的信号为差分信号，经结构完全一致的两级共源放大器后在RX+端相遇。
具体的，压控跨导放大器的电路拓扑结构具体为：
输入跨导级包括工作在线性区的晶体管Mv1与晶体管Mv2，晶体管Mv3与晶体管Mv4作为共源共栅级来提高线性度并增大输出阻抗，晶体管Mv3与晶体管Mv4的栅极由控制电压VCTRL偏置，通过改变VCTRL控制压控跨导放大器VOTA的跨导gm；折叠式有源电感包括晶体管Mv5、晶体管Mv6、电阻Rv1、电阻Rv2，输入信号IN+/IN-经过电容Cv1/Cv2与晶体管Mv1/Mv2的栅极连接，晶体管Mv1/Mv2的漏极分别与晶体管Mv3/Mv4的源端连接，晶体管Mv3的源端通过电容Cv4与晶体管Mv4的栅极连接，晶体管Mv4的源端通过电容Cv3与晶体管Mv3的栅极连接；控制信号VCTRL通过电阻Rv1/Rv2分别与晶体管Mv3/Mv4的栅极连接；晶体管Mv3/Mv4的漏极分别与晶体管Mv5/Mv6的漏极连接，晶体管Mv5的漏极通过电阻Rv3与栅极连接，晶体管Mv6的漏极通过电阻Rv与栅极相连；晶体管Mv5/Mv6的漏极用于输出信号。
与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：
本发明一种基于有源准环形器和自干扰抵消的全集成全双工收发机，过采用基于正交矢量合成原理的自干扰射频抵消技术，摒弃了带宽受限的移相器和延迟器的使用，在宽带内实现高的自干扰抵消。
进一步的，使用基于梯度递减算法来实现控制器，从而实现自适应控制自干扰抵消过程。进一步的，通过集成差分有源准环形器方案，实现收发机共用一根天线，同时实现了全集成，节省了芯片面积。进一步的，通过使用片外巴伦，实现了单端天线到差分的转换，更为方便的与全双工收发机的相连。进一步的，通过差分信号自带的互相抵消的特性设计差分有源准环形器，全双工收发机的发射端至接收端提供一定的隔离度，可以缓解对接收机线性度的需求。
进一步的，通过采用压控跨导放大器的实现正交信号的幅值控制，可以实现电压到电流的转换，并且在电流域中，加减更容易。
综上所述，本发明不仅具有高的射频域自干扰抵消比，同时还具有目前最大的工作带宽，全双工收发机适合5G无线通信系统，尤其适合短距离蓝牙通信。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明结构示意图；
图2为抵消后残余信号功率随正交矢量幅度的变化图；
图3为数字控制器逻辑图；
图4为有源准环形器结构图；
图5为压控跨导放大器结构图；
图6为全双工收发机版图；
图7为发射机输出功率仿真结果图；
图8为接收机增益仿真结果图；
图9为接收机噪声系数仿真结果图；
图10为残余信号收敛过程图；
图11为自干扰抵消比随中频频率关系图。
具体实施方式
请参阅图1，本发明一种基于有源准环形器和自干扰抵消的全集成全双工收发机，采用片上集成的方式，发射机的基带信号经正交上变频混频器(MixerI1、MixerI2、MixerQ1、MixerQ2)后分两路，一路经功率放大器(PA)和有源准环形器(Active Circulator)与天线连接，另一路通过正交压控跨导放大器(VOTAI、VOTAQ)进行自干扰射频抵消后进入接收机，与有源准环形器(Active Circulator)泄露的信号一起经低噪声放大器(LNA)、下变频混频器(MixerD)和比较器后与控制器(Controller)连接，控制器由片外的现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)实现。
采用单天线模式，利用有源准环形器提供发射机到接收机之间40dB的隔离度；有源准环形器仅能在发射机输出到天线以及天线到接收机输入两个方向上导通，显示出较低的插入损耗，而在其它的方向上也能提供一定的隔离度。
虽然有源准环形器提供了一定的隔离度，但是依然存在从发射端泄漏过来的发射信号，泄漏的发射信号将对接收信号产生干扰。为了消除这种干扰，必须产生一个抵消信号去抵消此泄漏信号。抵消信号由正交上变频混频器两路正交合成信号Is和Qs来合成，并在接收机的输入端与接收到的泄漏信号进行相减来实现干扰信号的抵消。正交合成的抵消信号样本Is从发射机的上变频电路直接获取，另一路Qs由复制上变频电路获得。通过复制的方式获得两路正交信号，避免了和频率相关的移相器的使用，而且在CMOS集成电路中也可通过匹配获得足够的精度。通过调整正交信号Is和Qs的幅度，则会产生和自干扰信号幅度相同相位相反的抵消信号。
降频后的残余信号(Residual Signal，RS)检测则通过比较器电路实现。比较器电路的参考电压受控制器控制，且控制器实时检测比较器电路的比较结果，根据比较结果调整正交信号Is和Qs的幅度以及比较器的参考电压。
控制器基于梯度递减算法设计，两路正交合成信号Is和Qs的幅度调控则通过控制两路正交压控跨导放大器VOTAI和VOTAQ的增益实现。
采用正交矢量合成技术的最大优点是解决带宽限制的问题，如果收发机系统中采用的有源准环形器、电压控制可变跨导放大器等都具有足够的带宽，那么自干扰射频抵消在更大的带宽内实现。正交矢量合成技术仅通过控制两个正交矢量的幅值来合成所需的抵消信号，相对于同时控制幅值和相位的方法，控制方法更简单，正交合成信号的相位精度由幅值控制的精度决定。
自干扰射频抵消技术采用梯度下降算法(gradient descend algorithm)来计算所需的正交合成矢量的幅度I和Q，以使合成后的矢量和自干扰信号具有相同的幅度和相位，从而达到65dB的自干扰抵消，其中40dB为有源准环形器提供。
请参阅图2，抵消后残余信号功率RSSI随正交矢量幅度I和Q的变化的三维图中能够看出，存在I和Q的最优值使抵消后的自干扰信号最小。梯度下降算法从选定的初值开始，该初值是根据测试结果预估的最优值，初值选择的优劣将决定着该算法迭代的次数。
对于下一个I和Q的调整值，如果计算所得的抵消后残余信号功率更低，即相对于初值结果梯度下降，说明选择正确，I和Q更新为新调整值，否则再次调整I和Q。如果初值选择得当，通过28～45次迭代找到最优的I和Q。
实现抵消功能，关键还要找到一个参考点，从参考点开始递减达到最优值，参考点选取合适的I和Q的初值，初值通过实验测量得到；从该参考点开始递减达到最优值，参考点选取合适与否决定着算法收敛的速度。该初值可以通过实验测量得到其合适的参考值。
请参阅图3，控制器的控制逻辑具体为：
Vref为比较器的参考电压，R为自干扰抵消后的残余信号，Comp为比较器输出的比较结果，C[8:0]为控制Vref的DAC数字输入信号，X[7:0]与Y[7:0]为控制外部正交的两路DAC的递减数字信号，主要控制外部的两路正交压控跨导放大器的控制电压。
假设C[8:0]的初值设为511，X[7:0]与Y[7:0]的初值都设为120，其控制过程为：
1)若残余信号R的幅值小于Vref，比较器输出值Comp出现高电平的脉冲波数小于n，则C[8:0]连续递减，即从511开始递减，直到Vref大于R；
2)Vref大于R,Comp输出的高电平的脉冲波数则大于n，促使X[7:0]递减，即从120开始递减，从而控制合成信号的幅值和相位产生变化，进而决定残余信号R的幅值，如果R的幅值降低，重复1)，若R幅值不变或者增大，X[7:0]则连续递减两步，并判断Comp高电平的脉冲波数，波数如果依然大于n，则使X[7:0]暂停递减，而Y[7:0]开始递减；
3)如果Comp输出的高电平的脉冲波数大于n，则促使Y[7:0]递减，即从120开始递减，从而控制合成信号的幅值和相位产生变化，并决定残余信号R的幅值，如若R的幅值降低，重复步骤1)，若R幅值不变或者增大，Y[7:0]则连续递减两步，并判断Comp高电平的脉冲波数，波数如果依然大于n，则使Y[7:0]停止递减并保存上一步递减值，并促使X[7:0]继续递减；
4)若Comp输出的高电平的脉冲波数大于n，X[7:0]继续递减，如果R降低，则重复步骤1)，若R保持不变或者增，X[7:0]则连续递减三步，并判断Comp高电平的脉冲波数，如若波数依然大于n，则返回X[7:0]递减三步前的值，并开始递增，并重复步骤1)，若X[7:0]连续递增三步，Comp输出依然大于n，则返回并保存X[7:0]递增三步前的值为最终值，这里X[7:0]的最终值为117-i,Y[7:0]的最终值为118-j。
本发明片上集成模块包括有源准环形器(Active Circulator)、功率放大器(PA)、正交上变频混频器(MixerI1、MixerI2、MixerQ1、MixerQ2)、正交压控跨导放大器(VOTAI、VOTAQ)、低噪声放大器(LNA)、下变频混频器(MixerD)。控制器(Controller)将由片外的现场可编程门阵列(Field Programmable GateArray，FPGA)实现。
由于有源准环形器集成在全双工收发机中，所以有源准环形器的三个端口中，只需要与外部天线端相接的端口需要阻抗匹配，其余两个端口都不需要阻抗匹配。自干扰射频抵消系统采用差分结构，而由于差分结构的自身具有相位相反的两路信号，所以差分环形器结构相对简单。
请参阅图4，差分有源准环形器的电路结构具体为：
发射机至天线端的发射路径为：
发射机的发射信号经过TX+/TX-端馈入由共源极晶体管M1/M2与电阻R1/R2构成的电阻负载共源放大器，并由ANT+/ANTM-输出。同时，发射信号经过TX+/TX-端馈入由共源极晶体管M4/M3与电阻R4/R3构成的电阻负载共源放大器，并由ANT+/ANTM-输出。由ANT+/ANT-端输出的信号经过片的巴伦转换成单端信号后与天线相接，而ANTM+/ANTM-端输出的信号同样经过巴伦转换成单端信号与50Ω负载相接，这是为了保证电路的对称性，晶体管M1的漏极与电阻R1连接构成第一级共源放大器，晶体管M1的漏极通过电容C4与晶体管M5的栅极连接，晶体管M5的漏极与电阻R5连接构成第二级共源放大器；晶体管M2的漏极与电阻R2连接构成第一级共源放大器，晶体管M2的漏极通过电容C5与晶体管M6的栅极连接，晶体管M6的漏极与电阻R5连接构成第二级共源放大器；晶体管M5和晶体管M6的漏端通过电容C11与输出端RX+连接。
片外的巴伦的阻抗变换比为1:4，即差分端阻抗为单端的4倍。
天线端至接收机的接收路径为：
接收信号经过天线馈入巴伦转为差分信号，经由ANT+/ANT-端馈入由共源晶体管M5/M7与电阻R5/R6构成的共源发达器，并由RX+/RX-端输出。
发射端与接收端的隔离实现方式如下：
发射信号经过TX+/TX-端馈入由两级共源放大器构成的电路，最后由RX+输出隔离后的残余信号。两级共源放大器分别有晶体管M1、电阻R1与晶体管M2、电阻R2构成，由于馈入TX+与TX-端的信号为差分信号，这两个信号经过结构完全一致的两级共源放大器后在RX+端相遇，由于相位差为180°，故这两个信号实现相减，即可提供发射端到接收端的隔离。
同理可知，发射信号经过TX+/TX-馈入相同结构的两级共源放大器，由RX-端输出，同样实现这个端口的隔离。
请参阅图5，正交压控跨导放大器(VOTA)的电路拓扑结构具体为：
输入跨导级由一堆工作在线性区的晶体管Mv1与Mv2构成，Mv3与Mv4作为共源共栅级来提高线性度并增大输出阻抗，同时，Mv3与Mv4的栅极由控制电压VCTRL偏置，通过改变VCTRL控制压控跨导放大器VOTA的跨导gm；折叠式有源电感由Mv5/Mv6与电阻Rv1/Rv2构成，其可以被看作是阻抗随频率变化的有源负载，使压控跨导放大器VOTA可以工作在更高的频率范围，输入信号IN+/IN-经过电容Cv1/Cv2与晶体管Mv1/Mv2的栅极连接，晶体管Mv1/Mv2的漏极分别与晶体管Mv3/Mv4的源端连接，晶体管Mv3的源端通过电容Cv4与晶体管Mv4的栅极连接，晶体管Mv4的源端通过电容Cv3与晶体管Mv3的栅极连接；控制信号VCTRL通过电阻Rv1/Rv2分别与晶体管Mv3/Mv4的栅极连接；晶体管Mv3/Mv4的漏极分别与晶体管Mv5/Mv6的漏极连接，晶体管Mv5的漏极通过电阻Rv3与栅极连接，晶体管Mv6的漏极通过电阻Rv4与栅极相连；晶体管Mv5/Mv6的漏极用于输出信号。
全双工收发机电路的其余模块均采用目前通用结构设计；功率放大器采用共源共栅电感负载结构；上变频和下变频混合器均采用基于基尔伯特单元的双平衡混频器结构；低噪声放大器采用基于共源共栅电感负载结构。
请参阅图6，本发明的全双工收发机系统采用0.18μm标准CMOS工艺设计，系统版图的尺寸为1.5mm×1.75mm，系统的总功耗为175mW。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中的描述和所示的本发明实施例的组件可以通过各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图7，在2.4～2.5GHz范围内，本发明的全双工收发机其发射机输出功率仿真结果对应的天线端输出功率为-13～-6dBm，其功率满足蓝牙4.2通信标准。
请参阅图8，在1～100MHz的范围内，接收机的增益仿真中，接收机天线端至中频输出端的电压增益为30～33dB。
请参阅图9，为接收机的噪声系数(NF)仿真结果；在此频率范围内，接收机在抵消模块关闭的情况下，天线端至中频输出端的NF＝18dB；而接收机在抵消模块打开的情况下，天线端至中频输出端的NF＝19.5dB，即噪声系数随着抵消模块的加入只恶化了1.5dB。全双工收发机的抵消功能验证采用AMS仿真器实现数模混合仿真，控制器采用Verilog代码撰写。
请参阅图10，表示了残余信号幅值变化总体趋势是递减，纵坐标表示残余信号的电压幅值。
请参阅图11，从本发明提出的基于正交矢量合成的自干扰射频抵消技术的仿真结果可知，自干扰抵消技术在82MHz的带宽内，总的自干扰抵消比SIC达到了65dB，本发明技术在射频域内获得了最高的自干扰抵消比，同时具有最大的工作带宽。
综上所述，本发明一种基于有源准环形器和自干扰射频抵消的全集成全双工收发机，通过集成有源准环形器，实现了收发机共用一根天线，节省了芯片面积，并且提供了一定的发射端至接收端的隔离度，减轻了接收机对线性度的需求；采用基于正交矢量合成原理的自干扰射频抵消技术，避免了带宽受限的移相器和延迟器的使用，打破了带宽的限制；同时使用梯度递减算法，实现了自干扰抵消的自动控制；该技术可以在射频域内获得最高的自干扰抵消比，同时具有最大的工作带宽，并且只对接收机的噪声产生微弱衰减。
以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。
Claims (6)
1.基于有源准环形器和自干扰抵消的全集成全双工收发机，其特征在于，包括正交上变频混频器，基带信号经正交上变频混频器后分两路，一路经功率放大器和有源准环形器与天线连接，另一路通过正交压控跨导放大器进行自干扰射频抵消后进入接收机，有源准环形器仅在发射机输出到天线以及天线到接收机输入两个方向上导通，正交上变频混频器的两路正交合成信号I s和Q s作为抵消信号，并在接收机的输入端与接收到的泄漏信号相减实现干扰信号的抵消，正交合成信号I s从发射机的上变频混频器输出端获取，正交合成信号Q s由另一路上变频电路获得；控制器由片外的现场可编程门阵列实现，采用梯度下降算法计算所需的正交合成矢量的幅度I和Q，使合成后的矢量和自干扰信号具有相同的幅度和相位，实现自干扰抵消。
2.根据权利要求1所述的基于有源准环形器和自干扰抵消的全集成全双工收发机，其特征在于，控制器用于控制外部两路正交压控跨导放大器的控制电压，假设控制比较器的参考电压Vref的数模转换器数字输入信号C[8:0]的初值为A，控制外部正交的两路数模转换器的递减数字信号X[7:0]与Y[7:0]的初值为B，其控制过程为：
S1、若残余信号R的幅值小于参考电压Vref，比较器输出值Comp出现高电平的脉冲波数小于n，则C[8:0]连续递减，从A开始递减，直到Vref大于R；
S2、参考电压Vref大于R，Comp输出的高电平的脉冲波数大于n，X[7:0]递减，从B开始递减，如果R的幅值降低，重复步骤S1，若R幅值不变或增大，X[7:0]连续递减两步，判断Comp高电平的脉冲波数；
S3、如果Comp输出的高电平的脉冲波数大于n，则促使Y[7:0]递减，从B开始递减，如果R的幅值降低，重复步骤S1，若R幅值不变或增大，Y[7:0]连续递减两步，并判断Comp高电平的脉冲波数，如果波数大于n，则Y[7:0]停止递减并保存上一步递减值，X[7:0]继续递减；
S4、若Comp输出的高电平的脉冲波数大于n，X[7:0]继续递减，如果R降低，重复步骤S1，若R保持不变或增大，X[7:0]连续递减三步，判断Comp高电平的脉冲波数，如果波数大于n，返回到X[7:0]递减三步前的值，开始递增，并重复步骤S1，若X[7:0]连续递增三步，Comp输出大于n，返回并保存X[7:0]递增三步前的值为最终值，X[7:0]的最终值为B-3-i，Y[7:0]的最终值为B-2-j。
3.根据权利要求1所述的基于有源准环形器和自干扰抵消的全集成全双工收发机，其特征在于，差分有源准环形器的电路结构包括发射机至天线端的发射路径和天线端至接收机的接收路径，具体为：
发射机的发射信号经过差分发射端TX+/TX-端馈入由共源极晶体管M1/M2与电阻R1/R2构成的电阻负载共源放大器，并由正天线端和负负载端ANT+/ANTM-输出，发射信号经过差分发射端TX+/TX-端馈入由共源极晶体管M4/M3与电阻R4/R3构成的电阻负载共源放大器，并由负天线端和正负载端ANT-/ANTM+输出，由差分天线端ANT+/ANT-端输出的信号经过片外巴伦转换成单端信号后与天线相接，差分负载端ANTM+/ANTM-输出的信号经过片外巴伦转换成单端信号与负载连接；
接收信号经天线馈入巴伦转为差分信号，经由差分天线端ANT+/ANT-馈入由共源晶体管M5/M7与电阻R5/R6构成的共源放大器，并由差分接收端RX+/RX-输出。
4.根据权利要求3所述的基于有源准环形器和自干扰抵消的全集成全双工收发机，其特征在于，片外的巴伦的阻抗变换比为1:4。
5.根据权利要求3所述的基于有源准环形器和自干扰抵消的全集成全双工收发机，其特征在于，发射信号经过差分发射端TX+/TX-通过电容C1/C2馈入由两级共源放大器构成的电路，最后由正接收端RX+输出隔离后的残余信号；两级共源放大器包括晶体管M1、电阻R1与晶体管M2、电阻R2，晶体管M1的漏极与电阻R1连接构成第一级共源放大器，晶体管M1的漏极通过电容C4与晶体管M5的栅极连接，晶体管M5的漏极与电阻R5连接构成第二级共源放大器；晶体管M2的漏极与电阻R2连接构成第一级共源放大器，晶体管M2的漏极通过电容C5与晶体管M6的栅极连接，晶体管M6的漏极与电阻R5连接构成第二级共源放大器；晶体管M5和晶体管M6的漏端通过电容C11与输出端RX+连接；馈入正发射端TX+与负发射端TX-的信号为差分信号，经结构完全一致的两级共源放大器后在RX+端相遇。
6.根据权利要求1所述的基于有源准环形器和自干扰抵消的全集成全双工收发机，其特征在于，压控跨导放大器的电路拓扑结构具体为：
输入跨导级包括工作在线性区的晶体管Mv1与晶体管Mv2，晶体管Mv3与晶体管Mv4作为共源共栅级来提高线性度并增大输出阻抗，晶体管Mv3与晶体管Mv4的栅极由控制电压VCTRL偏置，通过改变VCTRL控制压控跨导放大器VOTA的跨导gm；折叠式有源电感包括晶体管Mv5、晶体管Mv6、电阻Rv1、电阻Rv2，输入信号IN+/IN-经过电容Cv1/Cv2与晶体管Mv1/Mv2的栅极连接，晶体管Mv1/Mv2的漏极分别与晶体管Mv3/Mv4的源端连接，晶体管Mv3的源端通过电容Cv4与晶体管Mv4的栅极连接，晶体管Mv4的源端通过电容Cv3与晶体管Mv3的栅极连接；控制电压VCTRL通过电阻Rv1/Rv2分别与晶体管Mv3/Mv4的栅极连接；晶体管Mv3/Mv4的漏极分别与晶体管Mv5/Mv6的漏极连接，晶体管Mv5的漏极通过电阻Rv3与栅极连接，晶体管Mv6的漏极通过电阻Rv与栅极相连；晶体管Mv5/Mv6的漏极用于输出信号。
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