CN104185974A - 用于宽带rf接收器的实时i/q不平衡校正 - Google Patents

用于宽带rf接收器的实时i/q不平衡校正 Download PDF

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Abstract

接收器装置通过多项式估计联合地对I通道和Q通道之间的频率相关失配和频率无关失配进行建模和校正。接收器装置可以对数字化的I和Q通道信号进行采样。可以通过具有实部和虚部的等式对采样数据点进行建模。采样离散时域数据可以转换成频域数据。可以计算基于频域数据的多个统计值。可以基于计算的统计值来估计用于多项式等式的系数。信道失配可由多项式等式来估计且用于补偿I通道或Q通道上的失配。

Description

用于宽带RF接收器的实时I/Q不平衡校正
交叉引用
本申请要求递交于2012年3月16日的美国临时申请序号61/612,093的优先权，该申请的全部内容通过引用合并于此。
背景技术
在基于IQ的信号处理中，基带信号z(t)表示为复数z(t)＝zI(t)+jzQ(t)，其中实部zI(t)称为同相(I)信号，虚部zQ(t)称为正交相位(Q)信号。各种无线通信协议取决于基于IQ的信号处理，其中基带信号z(t)由载波频率进行调制且通过无线方式进行传输。
在直接下变频接收器或低中频(低IF)接收器中，系统缺陷不利地影响在模拟域中恢复的I信号和Q信号的精度，这些信号需要在数字域中利用先进的信号处理算法来估计和补偿。一些系统缺陷是由于I通道和Q通道中的分量之间的不平衡引起的。例如，下变频器的本地振荡器(LO)产生频率无关的失配，而沿着I/Q模拟通道的放大器和模数转换器(ADC)产生频率相关的失配。已经有估计和补偿由于LO引起的频率无关的失配的算法。然而，现有的用于频率相关失配的算法不能实现实际应用所需的令人满意的性能。而且，实际上，由于温度和其他环境因素的变化，I/O失配不是恒定的，且因此应通过补偿算法来跟踪。
由于以下原因，失配难以估计和补偿：
1.由于LO引起的频率无关的相位失配必须与由于模拟基带信道引起的频率相关的相位失配分开处理，因为它们必须进行不同的补偿。
2.由于存在频率相关的失配，用于估计频率无关的失配的常规方法可能产生无效的结果。不在估计期间联合地考虑两种类型，难以独立地估计两种类型的失配。
3.不平衡会由于诸如温度的环境因素的变化而变化。
4.估计必须利用接收器中的运行时信号来进行，用于实时跟踪，并且必须快速地收敛到有效的解，以用于跟踪目的。
因此，对于联合地且高效地计算频率相关的和频率无关的I/Q失配存在需求，并且对于高性能地且实时地补偿和校正失配存在需求。
附图说明
图1示出了根据本发明的实施方案的接收器装置的简化框图。
图2示出了根据本发明的实施方案的正交误差校正(QEC)电路。
图3示出了根据本发明的实施方案的加窗电路。
图4A示出了根据本发明的实施方案的统计生成电路。
图4B示出了根据本发明的实施方案的另一统计生成电路。
图5示出了根据本发明的实施方案的误差校正框。
图6示出了根据本发明的实施方案的另一误差校正框。
图7示出了根据本发明的实施方案用于模拟的在用于以-22.5MHz为中心的5MHz基带的期望信号的方案中的频率布置。
图8示出了根据本发明的实施方案用于模拟的在用于以+22.5MHz为中心的20MHz基带的期望信号的方案中的频率布置。
图9-10示出了根据本发明的实施方案的图7所示的方案的模拟结果。
图11-12示出了根据本发明的实施方案的图8所示的方案的模拟结果。
发明详述
图1是根据本发明的实施方案的接收器装置100的简化框图。接收器装置100可以包括天线102、放大器104、下变频器106、多个放大器110.1和110.2、多个模数转换器(ADC)112.1和112.2以及数字框(例如，信号处理器)114。天线102可以接收射频(RF)信号，在将RF信号发送到下变频器106之前可通过放大器104放大。下变频器106可以生成基带I和Q信号，其可统称为I/Q信号。I信号可通过放大器110.1放大，然后通过ADC 112.1数字化。放大器110.1和ADC 112.1可以形成I信号通道(I通道)。Q信号可以通过放大器110.2放大，然后通过ADC 112.2数字化。放大器110.2和ADC 112.2可以形成Q信号通道(Q通道)。数字化的I/Q信号可以发送到数字框114，数字框114可以包括正交误差校正(QEC)框116，其可以执行正交误差估计和校正(QEC操作或处理)。
在实施方案中，下变频器106可以包括本地振荡器(LO)108，其产生两个正弦波(九十度不同步)，例如，余弦波和正弦波。这两个正弦波可在相应的乘法器118.1和118.2处与放大后的RF信号混合以产生基带I信号和Q信号。
在实施方案中，放大器110.1和110.2可以是低通滤波器，诸如跨导放大器(TIA)，并且放大器104可以是低噪声放大器(LNA)。
在一个实施方案中，下变频器106可以是直接下变频器，并且由直接下变频器产生的I/Q信号可以是基带I/Q信号。在另一实施方案中，下变频器106可以是低IF下变频器，并且由低IF下变频器产生的I/Q信号可以是低IF I/Q信号。
在下面的说明中，基带信号作为实施例用于根据一个实施方案的QEC处理。应当指出，在另一实施方案中，QEC处理可应用于至低IF I/Q信号。
在下变频之前放大的RF信号可以为其中z(t)＝zI(t)+jzQ(t)可以是基带信号，是载波频率。在下变频之后且被I/Q不平衡污染的时域信号可建模为
其中，表示卷积，并且hI(t)和hQ(t)分别是I通道和Q通道的信道。φ是LO生成的正弦之间的频率无关的相位失配。在下变频之后I通道和Q通道之间的失配会引起频率相关的不平衡，其可以表示为hI(t)和hQ(t)。在实施方案中，由于LO引起的频率无关的增益不平衡可视为信道hQ(t)的部分。然而，频率无关的相位失配可以不合并到hQ(t)中。因此，通过考虑到φ，hI(t)和hQ(t)，能够联合地分析频率无关的失配和频率相关的失配。
上述等式可以进一步表示为
其中，并且
因此，时域信号y(t)可视为由于频率相关失配而畸变的原基带信号z(t)。畸变信号可视为通过信道g1(t)修正、然后通过干涉的原信号z(t)。
在频域中，经I/Q不平衡污染的信号可以表示为
Y(f)＝ZI(f)HI(f)+j(cos(φ)ZQ(f)-sin(φ)ZI(f))HQ(f)
＝Z(f)G1(f)+z*(-f)G2(f)
其中并且
为了试图抵消I通道和Q通道之间的相对畸变，在本发明的实施方案中，分别以值一(I)将hI(t)和HI(f)标准化且相应地对hQ(t)和HQ(f)定标是有利的。因此，假设I通道是标定通道(例如，畸变因子为1)，由于Q通道与I通道的任何信道差异引起的频率相关失配可表示为hD(t)(即，hD(t)＝
在实施方案中，由于LO引起的频率无关的增益失配可以包含在hD(t)中。然后，时域信号可以表示为
其中并且
频域模型可以表示为
Y(f)＝ZI(f)+j(cos(φ)ZQ(f)-sin(φ)ZI(f))HD(f)＝Z(f)G1(f)+Z*(-f)G2(f)
其中并且
因此，在频率f下，信号Y(f)＝Z(f)G1(f)+Z*(-f)G2(f)可以表示由于频域I/Q不平衡污染的信号，由此信噪比(SNR)可以表示为
其中σ2(f)为Z(f)的方差
频率f处的信号可以产生频率-f处的图像。由频率f处的期望信号所产生的接收信号的分量的公式可以表示为z(f)G1(f)，而由频率-f处的信号所产生的图像可以表示为z*(f)G2(-f)。因此，图像载波抑制比(IRR)可以表示为，
在一个实施方案中，QEC 116可以基于离散时间信号模型来实现。实时模型可以变换成如下面示出的离散时间模型。假设hI(n)和hQ(n)的信道脉冲响应的最大长度为N，其还确定了g1(n)和g2(n)的最大长度。然后，离散时间信号模型可表示为
其中Z(n)＝[z(n) z(n-1) ... z(n-N+1)]
Z*(n)＝[z*(n) z*(n-1) ... z*(n-N+1)]
G1＝[g1(0) g1(1) ... g1(N-1)]T
G2＝[g2(0) g2(1) ... g2(N-1)]T
在一个或多个实施方案中，QEC操作可有赖于在频域中进行的计算。
图2在下面示出了根据本发明实施方案的执行误差校正的示例性的QEC电路200的各部件。
QEC电路200可以包括I/Q不平衡估计框212和校正框210。I/Q不平衡估计框212可以包括任选的加窗电路框202、快速傅里叶变换(FFT)框204、统计生成器206、多项式估计框208。
如图2所示，前QEC数字信号(例如，来自图1的ADC 112.1和112.2的I/Q信号，其可在QEC之前经过数字框114中的其它数字处理)可以并行地输入到加窗电路框202和校正电路210。前QEC数字信号可以是M位的I信号和Q信号(M是由数字框中的ADC和其它处理的精度确定的)。例如，M可以是12、18等。加窗电路框202可以将加窗函数应用于前QECI/Q信号。加窗电路框202的输出可以与FFT框204耦合以生成频域信号。统计生成器206可以利用频域信号生成统计。所生成的统计可由多项式估计框208使用来计算失配且生成校正参数。QEC可以通过校正框210处的有限脉冲响应(FIR)滤波器(例如，Q因子FIR或Q-FIR)和相位补偿(例如，sin(φ)和cos(φ))应用于前QEC数字信号。在一个实施方案中，前QEC数字信号可以是离散时域I/Q信号。
在一个或多个实施方案中，前QEC和后QEC数字信号可以处于高频，诸如100MHz。然而，校正框210可以更低的频率来更新校正参数，诸如10Hz。因此，在一个实施方案中，统计生成器206可以在比前QEC数字信号的数据率低得多的频率下工作，并且多项式估计框208可以在比统计生成器206更低的频率下工作。这样，统计生成器206和多项式估计框208可以是耗费较低能量且占用较小面积的低频部件。
在一个实施方案中，QEC电路200的各部件可以集成到共同的芯片(例如，半导体管芯)中。例如，多项式估计框208可以是与QEC电路200的其它部件位于同一芯片上的ARM核。此外，QEC电路200可以与图1中的其它框集成到共同的芯片中。在另一实施方案中，QEC电路200的一个或多个部件可以不定位其余部件的芯片中。例如，多项式估计框208可以是不定位在QEC电路200的其它部件的芯片上的CPU。
下面，图3示出了根据本发明的一个实施方案的加窗电路框202的细节。
如图3所示，加窗函数可以由N点FFT的加窗系数w(0)至w(N-1)来表示。也即，对于每个采样时间段，可以对I/Q信号采样N次。这些加窗系数可通过乘法器302和304单独地应用于I信号和Q信号。乘法器302和304可以扫过加窗系数w(0)至w(N-1)，并且结果可保存作为X(0)、X(1)至X(N-1)。对于第k个采样时间段Xk(n)，加窗函数输出可以表示为
Xk(n)＝I(Nk+n)w(n)+jQ(Nk÷n)w(n)  forn＝0，...，N-1
每个X(n)，n＝0，1，...N-1，可以是复数，I信号作为实部，Q信号作为虚部。时域信号X(n)，n＝0，1，...N-1，可以发送到FFT框(例如，FFT 204)以生成频域信号Y(n)，n＝0，1，...，N-1。每个Y(n)，n＝0，1，...，N-1也可以是复数。在一个实施例中，I/Q信号可以是48点离散时域信号，其中N＝48。
在一个实施方案中，应用加窗函数(除了方形窗外，例如，Hamming窗或Kaiser窗)可以增加每个窄带信号的主瓣宽度，使得这些信号能够覆盖更多的频率点并且因此对多项式拟合添加更大的积极的贡献。
加窗函数可以在FFT之前应用于N样本数据的每段。因为信号可以承载于频率段上，从信号承载频率点到不具有信号的频率点的能量泄漏可通过加窗函数来减少。在一个实施方案中，非信号承载频率点会将较小的干扰引入多项式拟合，以进行最小二乘误差分析。
图4A示出了根据本发明的实施方案的统计生成电路。图4B示出了根据本发明的实施方案的另一统计生成电路。
根据一个实施方案，如图4A和图4B所示的统计生成电路400A和400B可以基于频域信号Y(n)来生成统计值，其中n＝0，1，...N-1。待生成的统计值可通过下面的等式来确定。假设z(f)跨频率不相关。基于z(f)的各种统计可以计算如下：
E[Z(f)Z(-f)]＝0
E[Z(f)Z*(-f)]＝0
E[Z*(f)Z(-f)]＝0
E[Z*(f)Z*(-f)]＝0
E[Z(f)Z*(f)]＝σ2(f)
E[Z(-f)Z*(-f)]＝σ3(-f)
由于信道失配脉冲向应hD(t)是实值，所以其频率响应HD(f)＝A(f)ejθ(f)可具有以下属性：
HD(f)＝HD -(-f)
或者
A(-f)＝A(f)
θ(-f)＝-θ(f)
可以基于RYY(f)，RYY(-f)和RYY-(f)来计算A(f)和θ(f)，其中为方便起见，f可以表示正频率。在一个实施方案中，FFT点的第n个点(或第n个频率点)的频率可以表示为fn，并且RYY(fn)或者简写的RYY(n)可以基于频域信号Y(n)来计算，其中n＝0，1，...N-1。
索引为n＝1且n＝N/2(N为FFT的大小)的FFT槽可视为特殊的。这些槽中的每一个在FFT点上不具有其配对频率。因此，它们的统计可特殊处理。对于槽n＝0(f0)，统计可计算如下：
对于RYY(N/2)，其统计可计算如下：
在槽N/2处所得到的值可视为在频率f-N/2和fN/2处的实际信号值的平均值。也即，基于采样理论，Y(N/2)＝(Y(f-N/2)+Y(fN/2))/2。因此，可以基于Y(N/2)来估计RYY(N/2)，RYY(-N/2)和RYY-(N/2)。
下面的计算可以基于上面的估计：
＝(σ2(f)+σ2(-f))|H2(f)|2
＝(σ2(f)+σ2(-f))A2(f)
根据上述等式，可以用E[|Y(f)+Y-(-f)|2]除E[|Y(f)-Y-(-f)|2]且应用平方根来直接估计基带量值失配A(f)。但是，这样计算出的A(f)会受到统计随机性的严重影响。在一个实施方案中，基带量值失配A(f)可以建模为诸如多项式的频谱的函数，并且计算出的统计可用于估计诸如多项式系数等函数参数。函数模型可以是更加鲁棒的且不受统计的随机性影响。
在一个实施方案中，对于每个FFT信号点Y(n)(n＝0，1，...，N/2，N为FFT尺寸且为偶数)，可以通过统计生成器206来生成三个统计值RYY(n)、RYY(-n)和RYY-(n)。
图4A示出了生成RYY(0)，RYY-(0)，RYY(N/2)，和RYY-(N/2)的示例性的统计生成器中的示例性的统计生成电路400A。统计生成电路400A可以包括多个统计值生成器410.1-410.4，其分别生成RYY(0)，RYY-(0)，RYY(N/2)，和RYY-(N/2)。每个统计值生成器410可以包括乘法单元402、累加器404和历史因子406。为简单起见，仅示出了累加器404.1和历史因子406.1的细节。在一个实施方案中，所有的累加器404可以相同，并且所有的历史因子框406可以相同。也即，累加器404.2-404.7可以与累加器404.1相同。历史因子406.2-406.7可以与历史因子406.1相同。
每个乘法单元402可以包括乘法器408。乘法器408可以具有两个输入。对于乘法器408.1，输入可以是Y(0)，并且其共轭为Y*(0)，而共轭对具有彼此相同的实部，但是具有符号彼此相反且大小相等的虚部，例如2+3i和2-3i，可彼此成共轭。也即，乘法器408.1可以将Y(0)与其共轭Y*(0)相乘。这可以基于RYY(fQ)＝E[|Y(fQ)|2]的公式。
累加器404.1可以包括加法器410以及累加电路框412。累加电路框412可以包括多路复用器和寄存器。乘法器408.1的输出可以与加法器410和多路复用器的第一输入耦合。在加法器410处，乘法器408.1的相乘结果可以与运行累加相加。加法器410的输出可以与多路复用器的第二输入耦合。计数器(未显示)可以生成控制信号以选择是将来自加法器410的相加结果还是将来自乘法器408.1的相乘结果存储在寄存器中。在一个实施方案中，计数器可以生成控制信号以选择来自加法器410的相加结果，只要计数器的计数尚未达到预定数Tmax即可。一旦计数器的计数达到预定值Tmax，则计数器可以生成另一控制信号以通过选择来自乘法器408.1的输出从多路复用器输出且存储在寄存器中而使运行累加复位。这样，累加器410可以将来自乘法器408.1的相乘结果的总数Tmax累加。预定数Tmax可以是预先编程的值(例如，10,000)，其可以根据针对不同工作环境的模拟来确定和配置。
在一个实施方案中，来自乘法器408.1的相乘结果的Tmax可以除以数Tmax以生成平均值RYY(0)。在另一实施方案中，通过在历史因子框406.1中调节遗忘因子α，能够获得相似的效果。历史因子框406.1可以将遗忘因子α应用于之前计算的平均值RYY(0)。历史因子框406.1可以包括加法器414、两个乘法器和寄存器416。当前计算出的平均值RYY(0)可以乘以因子(1-α)，并且之前计算的平均值RYY(0)可以通过遗忘因子α来乘。两个相乘结果可以在加法器414处相加在一起。加法器414的输出可以存储在寄存器416处。寄存器41可以输出该值作为RYY(0)的当前统计值。
因为RYY-(fQ)＝E[Y(fQ)Y(fQ)]，对于统计值RYY-(0)，乘法器408.2可以将Y(0)与其本身相乘。相乘结果随后可以通过累加器404.1累加，并且遗忘因子α可以应用于历史因子406.2。在一个或多个实施方案中，统计值RYY-(0)可以是复数。
此外，基于公式Y(N/2)＝(Y(f-N/2)+Y(fN/2))/2，并且
对于RYY-(N/2)的统计值，乘法器408.3可以将Y(N/2)与其共轭Y*(N/2)相乘。相乘结果随后可以通过累加器404.3累加，并且遗忘因子α可以应用于历史因子406.3。
而且，基于Y(N/2)＝(Y(f-N/2)+Y(fN/2))/2，以及
对于乘法器408.4，输入可以是Y(N/2)及其本身。也即，乘法器408.4可以将Y(N/2)与其本身相乘。然后，可以通过累加器404.4来累加相乘结果，并且可以将遗忘因子α可以应用于历史因子406.4。在一个或多个实施方案中，RYY-(N/2)的统计值可以是复数。
在一个实施方案中，对于FFT的尺寸N，每个采样点Y(n)(n＝1，...，N/2-1)可以与对应的Y(N-n)配对以计算统计值RYY(n)，RYY(-n)和RYY-(n)。也即，基于采样理论和FFT，Y(N-n)可以在计算中用作Y(-n)，其中n＝1，...，N/2-1。
因此，如图4B所示，在示例性的统计生成器申的示例性的统计生成电路400B可以包括分别基于配对Y(1)和Y(N-1)至Y(L)和Y(N/2+1)的用于统计计算的多个计算单元420.1-420.L(L为N/2-1)。每个计算单元420可以包括分别用于统计值RYY(n)，RYY(-n)，和RYY-(n)(n＝1，...，L)的三个统计值生成器410。
根据RYY(1)＝E[|Y(1)|2]＝E[Y(1)Y*(1)]，对于RYY-(1)的统计值，乘法器408.5可以将Y(1)与其共轭Y*(1)相乘。然后，相乘结果可以通过累加器404.5累加，并且遗忘因子α可以应用于历史因子406.5。
而且，根据RYY(-1)＝E[|Y(-1)|2]＝E[Y(N-1)Y*(N-1)]，对于RYY(-1)的统计值，乘法器408.6可以将Y(N-1)与其共轭Y*(N-1)相乘。然后，相乘结果可以通过累加器404.6累加，并且遗忘因子α可以应用于历史因子406.6。
此外，根据RYY-(1)＝E[Y(1)Y(-1)]，对于RYY-(1)的统计值，乘法器408.7可以将Y(1)与Y(N-1)相乘。然后，相乘结果可以通过累加器404.7累加，并且遗忘因子α可以应用于历史因子406.7。在一个或多个实施方案中，RYY-(1)的统计值可以是复数。
在一个或多个实施方案中，RYY(n)，RYY(-n)和RYY-(n)，n＝2，...，L(L为N/2-1)的统计值可以重复，类似于RYY(1)，RYY(-1)和RYY-(1)的统计值的计算，其中RYY(n)的统计值可以是复数。
在一个实施方案中，遗忘因子α可以是可编程参数。对于快速跟踪，遗忘因子α可以设定成相对较小的数。对于慢速跟踪，遗忘因子α可以设定成相对较大的数。例如，对于快速跟踪，遗忘因子α可以设定成0.9，而对于慢速跟踪，遗忘因子α可以设定成0.99。在一个或多个实施方案中，可以根据预期工作环境和或根据模拟结果来确定遗忘因子α。
对于离散频率信号，频域失配分布HD(f)＝A(f)ejθ(f)可以表示为HD(n)＝A(n)ejθ(n)(n可以是FFT信号中的频率点的索引)。在一个实施方案中，QEC可以将量值失配分布A(n)和相位失配分布θ(n)建模为多项式。
量值失配的估计
可以直接估计基带量值失配A(n)。对于槽n＝0且n＝N/2，
对于所有其它的槽对
在一个实施方案中，A(f)可被建模为频谱的函数。对于函数参数的估计，可以联合地评估所有频率的数据，并且可以显著地抑制统计随机性。多项式等式可以是模型函数的良好候选，并且可以根据计算的统计来估计多项式系数。如上所述，多项式等式模型可以更加鲁棒并且不受统计随机性影响。在下面的数学推理中，频率f可由对应的FFT索引n来替代。
例如，用于量值失配分布的4阶多项式等式可以建模为A(n)＝P0+P1n+P2n2+P3n3+P4n4，其中n＝0，1，2，...，N/2可以是可用等式的索引。对于每个频率点所观测到的量值可以表示为
存在用来估计5个未知变量的个线性等式，即
在矩阵格式中，线性系统可变成K·P＝Q，其中
P＝[PQ  P1  P2  P3  P4]T
在一个实施方案中，可以使用最小二乘误差法，其中：
I＝(K·P-Q)T·(K·P-Q)
＝PTKTKP-PTKTQ-QTKP+QTQ
上述等式等于零的导数可表示为：
P＝(KTK)-1KTQ
利用估计的多项式系数，各频率点n(n＝0，1，...，N/2)的失配量值可以利用多项式等式模型来相应地计算出。
相位失配的估计
LO相位误差φ和基带相位失配θ(f)的估计可如下：
对于正常频率对(n＝0以及)，假设两个目标中的较小值，sin(θ(f)-φ)可以近似为θ(f)-φ，且sin(θ(f)+φ)可以近似为θ(f)+φ，因此
对于槽n＝0，已知θ(fQ)＝0，因此
对于槽
由于槽的限制，的值可能难以获得。因此，在估计相位失配的线性等式构造中，可以略过槽
可以基于可用估计统计值来构造相位失配的线性等式。而且，为方便起见，频率f可由其FFT索引n来替代。
对于n＝0，
U(0)＝0
W(0)＝Im[RYY-(Q)]
对于
W(n)＝Im[RYY-(n)]
然后，个线性等式可以表示如下：
U(0)θ(0)+V(0)φ＝W(0)
U(1)θ(1)+V(1)φ＝W(1)
U(2)θ(2)+V(2)φ＝Ｗ(2)
U(N/2-1)θ(N/2-1)÷V(N/2-1)φ＝W(N/2-1)
其中且φ可以为待估计的个未知变量。并且，可以是从观测信号计算出的已知值。N/2个线性等式能够求解N/2个未知变量。然而，的求解出的值会继承观测值中的强的随机性，其中求解出的值需要显著的、额外的精度。
为了减少未知变量的数量，基带相位θ(n)可以建模为具有较少数量的模型参数的频率指数n的简单函数。因此，θ(n)的每单个值的估计可转换成模型参数的估计。由于较少数量的模型参数，可以通过常用的优化方法来显著地提高估计精度。多项式等式是基带相位θ(n)的模型的良好候选。例如，θ(0)为零，4阶多项式等式可以表示为
θ(n)＝C1n+C2n2+C3n3+C4n4
将公式插入等式阵列中，n＝0，1，...，N/2-1，
V(0)φ＝W(0)
V(1)φ+U(1)C1+U(1)C2+U(1)C3+U(1)C4＝W(1)
V(2)φ+2U(2)C1+4U(2)C2+8U(2)C3+16U(2)C4＝W(2)
V(n)φ+nU(n)C1+n2U(n)C2+n3U(n)C3+n4U(n)C4＝W(n)
因此，对于上述等式，存在5个未知的等式，即N/2个等式。存在多种可用于解决该问题的优化方法。在一个实施方案中，5个未知量可通过用于线性回归的最小二乘误差法来确定。等式可以矩阵格式表达为H·C＝W，其中
C＝[φ  C1  C2  C3  C4]T
W＝[W(0) ... W(N/2-1)]T
最小二乘误差法最小化
I＝(H·C-W)T·(H·C-W)
＝CTHTHC-CTHTW-WTHC+WTW
上述等式等于零的导数可表示为
C＝(HTH)-1HTW
一旦计算出系数向量C，对于各频率点n＝0，1，2，3，...，N/2-1，φ和θ(n)的值可以根据多项式等式模型来估计出。值得注意的是，当第n个对中的频率点具有等同功率时，U(n)的值实际上为0。因此，第n个对不能贡献于θ(n)的估计，但是其能够有助于估计φ。如果所有的对在槽之间都具有等同的功率，则θ(n)不能被估计出，并且不能得到高的IRR值。然而，在该情形下，通常不要求高的IRR值，因为从槽泄漏的图像与同一对中的干扰槽相比极小。因此，仍维持了令人满意的SNR。
由于从多项式等式模型获得的A(n)(n＝0，1，...，N/2)和θ(n)(n＝0，1，2，3，...，N/2-1)的值，可以计算信道失配分布HD(n)＝A(n)ejθ(n)。
应用误差校正
图5-6示出了在已经计算出I通道和Q通道之间的失配之后应用QEC的两个示例性的实施方案。在图5的实施方案中，误差校正框500可以包括在I通道中的N抽头Q-FIR(有限脉冲响应)滤波器502、两个寄存器504和506、两个乘法器508和510以及加法器512。N抽头Q-FIR滤波器502可以补偿I信号以匹配Q信号通道中的不平衡。在一个实施方案中，N抽头Q-FIR滤波器中的N可以为与FFT尺寸相同的数。
如上所述，从多项式等式模型来获得A(n)(n＝0，1，...，N/2)以及θ(n)(n＝0，1，2，3，...，N/2-1)。可以通过HD(n)＝A(n)ejθ(n)来获得HD(n)，n＝0，1，2，3，...，N/2-1。此外，对于n＝N/2的情况下的HD(n)还可以通过HD(N/2)＝A(N/2)来计算出。此处，省略了相位部分，以维持对称属性。对于n＝N/2+1，N/2+2，...，N-1的情况下的HD(n)值可以等于对于n＝N/2-1，N/2-2，...，1的情况下的HD(n)值的复共轭。因此，对于n＝0，1，2，3，...，N-1的情况下的时域失配hD(n)可通过将逆FFT(或逆DFT)运算应用于频道失配分布HD(n)来获得。因为保持了HD(n)的对称属性，所以所得到的hD(n)为实值。对于n＝0，1，2，3，...，N-1的情况下的时域失配hD(n)可用作N抽头Q-FIR滤波器502的Q-FIR系数。例如，在图2的FFT框204处的FFT可具有尺寸48，并且N抽头Q-FIR滤波器502可以为48抽头Q-FIR滤波器。
寄存器504和506可以分别保存计算值cos(φ)和sin(φ)。乘法器508可以将cos(φ)与来自Q-FIR滤波器502的I信号相乘。乘法器510可以将sin(φ)与来自Q-FIR滤波器502的I信号相乘。相乘结果可以在加法器512处与Q信号相加。
Q-FIR滤波器502可用于补偿由模拟分量引起的频率相关的失配。cos(φ)和sin(φ)的应用可补偿由LO引起的频率无关的相位失配。
在图6的实施方案中，误差校正框600可以包括在Q通道中的N抽头Q-FIR(有限脉冲响应)滤波器602、两个寄存器604和606、两个乘法器608和610以及加法器612。因为Q-FIR滤波器602在Q通道上，所以在n＝0，1，2，3，...，N-1的情况下频域失配1/HD(n)的相反值可用于利用逆FFT或逆DFT运算来构造N抽头Q-FIR滤波器602的Q-FIR系数。因此，N抽头Q-FIR滤波器602可逆向地补偿Q信号以弥补Q信号通道中的不平衡。
寄存器604和606可以分别保存cos(φ)和sin(φ)的计算值。乘法器608可以将cos(φ)与I信号相乘。乘法器610可以将sin(φ)与I信号相乘。相乘结果可以在加法器612处与来自Q-FIR滤波器602的Q信号相加。
模拟和结果
记录的UMTS(通用移动远程通信服务)信道数据可用来在模拟中构造信号和干扰源。接收信号的分量列于下面的表1中，它们所有的功率在ADC级从输入dBm转换成dBFS。
带宽 dBm dBFS
WCDMA期望信号 5MHz/20MHz -103 -76
WCDMA信号1 5MHz -48 -21
WCDMA信号2 5MHz -52 -25
CW信号 ～0 -48 -21
WCDMA干扰源 5MHz -40 -13
ADC噪声 100MHZ -71
表1
图7示出了根据本发明的实施方案用于模拟的用于以-22.5MHz为中心的5MHz带宽的期望信号的方案中的频率布置。
图8示出了根据本发明的实施方案用于模拟的用于以+2.5MHz为中心的20MHz带宽的期望信号的方案中的频率布置。
模拟的性能目标在于，期望信号中的噪声电平的增量(由于-13dBFS干扰源的侵入)不超过0.5dB。根据该要求，可以得到期望信号的载波频率下的期望IRR性能，即，图7中的-22.5MHz以及图8中的22.5MHz。利用图7的方案作为实施例，计算过程如下。
期望信号(5MHz)的频带中的原始噪声电平(由ADC引起)为
假设dB中的要求IRR是IRR，则来自干扰源的泄漏图像的功率为(-13-IRR)dBFS。那么，dBFS中的总噪声电平为
总噪声电平必须满足
Or
因此，在期望信号频率下的IRR必须不小于80dB。
图9-10示出了根据本发明的实施方案的图7所示的方案的模拟结果。模拟的初始化为，除了干扰源之外，所有的信号处于22.5MHz。在2.5秒之后，干扰源引入。图9中的下方绘图显示了随时间推移在-22.5MHz的期望频率下的IRR性能。在干扰源引入之前，在+22.5MHz处没有信号，因此不要求高的IRR性能。当在+22.5MHz处引入强的干扰源时，提出的算法极快速地剔除了其在-22.5MHz处的图像。在几秒之后，IRR最终达到了97dB。
图9中的上方绘图给出了在引入干扰源之前和之后对于所有频率的IRR性能的快照截图。因为引入了干扰源，所以最强信号处于-37.5MHz和-12.5MHz。提出的算法实现了对于这两个信号的图像频率下的高IRR水平。在引入强干扰源之后，该算法自动地将其重点向剔除由强干扰源引起的图像转移。
图10是图9的下方绘图的缩小变化形式。图10示出了QEC过程的快速收敛。80dB的期望IRR在引入干扰源10ms内达到。
图9示出了干扰信号的功率对于多项式等式模型校正的性能具有显著的影响。加权函数使得该算法在与最大信号相反的频率下产生了最佳性能。
下面的表2列出了通过功率水平为-20dB、-30dB和-40dB的干扰源实施的附加模拟的结果。在第三栏中给出的期望IRR性能对应于噪声水平的0.5dB的增加，如在部分3中对于-13dB情况所描述的。在第四栏中的收敛时间表示在引入干扰源之后提出的算法达到期望的IRR(第三栏)的时间。随着干扰源功率减小，期望IRR水平也减小。
表2
图11-12示出了根据本发明实施方案的图8所示的方案的模拟结果。在该方案中，期望信号为以+22.5MHz为中心的20MHz宽带信号。即使在引入干扰源之前，存在处于负频率下的多个大的信号。QEC过程实现了在与这些强的负信号相反的正频率下的高的IRR性能。QEC过程还能够在这些频率之间插值，允许其在期望频率下达到73dB的IRR。一旦干扰源在2.5秒标记处引入，则IRR性能进一步提高并且稳定在近似97dB。
图12示出了对于该方案而言在70ms内达到期望的80dB的IRR水平。该收敛时间比第一方案的收敛时间略长。在第二方案中，干扰源对于性能具有较小的影响，因为其置于两个大的信号之间。在第一方案中，干扰源放置成远离现有的信号，特别是在频谱的相反侧上，允许该算法采集关于整个频谱的更多信息。
多种技术可应用以进一步改善QEC过程的性能。通过这些包含的新技术，已经进行了使用典型的UMTS信号和功率分布的进一步的模拟。模拟结果表明，QEC过程不仅实现了比期望性能明显高的IRR，而且在较短的收敛时间内达到了期望的IRR。
因此，根据本发明的实施方案，接收器能够联合地、高效地计算频率相关的失配和频率无关的失配，并且高性能地、实时地补偿和校正这些失配。
可以进行各种修改，并且可用于进一步改善性能。
加窗函数
加窗电路框202可为任选的。也就是，在图3的加窗框202中应用的加窗函数可以是任选的。在一个实施方案中，这可以通过将加窗系数W(0)至W(N-1)设定成值一(1)来实现。
在量值估计中权重的应用
当构造LSE的矩阵时，可以应用各对频率点的权重。在量值估计中，可以从统计等式PT(f)＝E[|Y(f)+Y-(-f)|2]＝σ2(f)+σ2(-f)和WT(n)＝PT(n)L来得到权重，其中指数L用来控制加权的水平。LSE公式则可以表达为P＝(KTWTK)-1KTWTQ。
两级相位估计和权重的应用
相位φ和θ(n)的计算可以在两个级中进行，因为与θ(n)相比，可能存在更多的有利于估计φ的频率点。因此，可以在两个级中使用不同的加权函数。可以在第一级中估计φ的值，也估计θ(n)的值。可以在第一级中摒弃θ(n)。通常地，在该级中不应用权重，或者可以考虑在量值估计中使用的权重PT(f)。
在第二级中，再通过φ的已知值来估计θ(n)的值。在该级中，加权函数可表达为WT(n)＝PD(n)L，其中因此，估计会偏好在点之间具有高功能差的频率对。这是有利的，因为具有高功率差的对需要高的IRR值，因此需要θ(n)的更精确的估计。
多项式阶选择
在实施例中，显示出4阶多项式等式用于量值和相位的多项式拟合。多项式的其他阶，例如阶3，可以足以实现良好的性能。另外，较低阶的多项式对数据随机性和噪声具有更大的鲁棒性并且要求数据值的动态性不强的范围。
存在可以使用甚至更低阶的多项式的情况。对于阶3，在多项式等式中有4个未知系数要确定，因此至少4个频率对可具有非零信号功率。在具有少于4个的信号承载频率对的功率分布的情况下，为使系统可求解，可以选择小于3的阶数。
对于量值估计，E[|Y(f)+Y-(-f)|2]＝σ2(f)+σ2(-f)的值可用来决定对于多项式阶决策是否能够对频率对计数。然而，对于相位估计，可用于阶数决策。
用于高频边缘的大窗尺寸
有限FFT尺寸可引起信号属性的畸变，因此引起I通道和Q通道之间的估计信道差。该畸变在最高频率下会最差。
为了减少高频下的畸变效应，可以对于高频率点使用较大的窗尺寸。模拟表明，将双窗尺寸应用于高频率侧的总频率点的1/3是有效的。
应用双窗尺寸的高效方式可以是将2单个窗的FFT结果平均化。该操作仅可应用于高频点。在实现中，对将来自先前FFT运算的高频率点的FFT结果进行存储的需要可为平均化目的而存储。并且，对于高频率点的统计可在每2次FFT运算时进行更新。正常的运算可应用于低频率点。
较大的窗尺寸可以通过极小的额外复杂度来提高高频率点的性能。然而，较大的窗尺寸会与加窗技术产生中突。因此，两种技术可以在不同的实施方案中应用，但是不能一起应用。
应理解的是，公开不限于所描述的实施方案，并且可以对存在冲突指定的任何数量的方案和实施方式进行求解。
虽然已经参照多个示例性实施方案描述了本公开，应当理解使用的用语是描述和说明的用语，而不是限制的用语。可以在如当前陈述和修改的所附权利要求书的范围内进行改变，而在本公开各方面不偏离本公开的范围和精神。虽然已经参照特定的方式、材料和实施方案描述了本公开，本公开不意在局限于公开的特定细节；相反，本公开可以扩展到诸如在所附权利要求书范围内的所有功能上等同的结构、方法和用途。
虽然计算机可读介质可描述为单个介质，但是术语“计算机可读介质”包括单个介质或多个介质，诸如集中式或分布式的数据库、和/或存储一个或多个指令集的关联的高速缓冲存储器和服务器。术语“计算机可读介质”还应包含能够对指令集进行存储、编码或运载以便由处理器执行或者使计算机系统执行本文公开的任意一个或多个实施方案的任意介质。
计算机可读介质可以包括一个或多个非暂态计算机可读介质和/或一个或多个暂态计算机可读介质。在特定的非限制性的示例性实施方案中，计算机可读介质可以包括固态存储器，诸如存储卡或其他封装包，其容纳一个或多个非易失性只读存储器。此外，计算机可读介质可以是随机存取存储器或其他易失性可重写存储器。另外地，计算机可读介质可以包括磁光介质或光介质，诸如磁盘或磁带或捕获诸如在传输介质上传送的信号的载波信号的其他存储装置。因此，本公开视为包含其中可以存储数据或指令的任意计算机可读介质或其他等同物和后继介质。
虽然本申请描述了可以实现为计算机可读介质中的代码段的具体实施方案，应当理解专用硬件实现，诸如专用集成电路、可编程逻辑阵列和其他硬件装置，能够构造成实现本文所描述的一个或多个实施方案。可以包含本文阐述的各实施方案的应用可广义地包含各种电子和计算机系统。因此，本申请可以涵盖软件、固件和硬件实现，或其组合。
本说明书描述了可以在参考特定标准和协议的特定实施方案中实现的部件和功能，但是本公开不限于这些标准和协议。这些标准通过具有基本相同功能的更快或更高效的等同物定期地替代。因此，具有相同或相似功能的替代的标准和协议视为其等同物。
本文所描述的实施方案的图示说明意在提供各实施方案的总体理解。图示说明不意在充当使用本文描述的结构或方法的装置和系统的所有元件和特征的完整描述。在浏览本公开之后，许多其他的实施方案对于本领域技术人员而言是显而易见的。可以从本公开使用和获得其他的实施方案，以使可以在不偏离本公开范围的情况下进行结构和逻辑上的替换和改变。另外，图示说明仅是代表性的，不是按尺度绘制的。图示说明内的一些比例可以扩大，而其他比例可以最小化。因此，公开内容和附图应视为示例性的，而不是限制性的。
本公开的一个或多个实施方案在本文中可以通过术语“公开”来单独地和/或统一地提及，这仅为了方便的目的，不意在主动将该申请的范围局限于任何特定的公开或发明构思。而且，虽然本文中已经图示说明和描述了具体的实施方案，应当理解，设计成实现相同或相似的目的的任何后续布置可以在图示的具体实施方案中替代。该公开内容意在涵盖各实施方案的任何以及所有的后续的改进或变型例。上述实施方案的组合以及其他实施方案未特别地描述于本文中，在阅览说明书时这些对于本领域技术人员而言将是显然的。
另外，在前面的详细说明中，各特征可以组合在一起或者在单个实施方案中描述，以使本公开的表述流畅。本公开不应解释为反映了所主张的实施方案需要比在各权利要求中明确记述的特征更多的特征的意图。相反，如下面的权利要求书所反映的，发明主题可涉及到比任意公开的实施方案的全部特征少的特征。因此，下面的权利要求书合并到发明详述中，各权利要求独立地、单独地限定所主张的主题。
上面公开的主题应视为示例性的，而不是限制性的，并且所附的权利要求书意在涵盖所有落在本公开的真正精神和范围内的这样的修改、改进和其它实施方案。因此，在法律所允许的最大程度上，本公开的范围应由随附的权利要求书及其等同内容的最宽容许解释来确定，而不应受前面的详细说明的制约或限制。

Claims (20)

1.信号接收器装置，其处理由天线接收且由放大器放大的电磁信号，包括：
下变频器，其接收放大的电磁信号以生成I信号和Q信号；以及
信号处理器，其通过基于I信号和Q信号中的频率无关失配误差和频率相关失配误差生成多个有限脉冲响应(FIR)系数和多个相位补偿因子并且将所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子应用于所述I信号和所述Q信号来校正所述I信号和所述Q信号中的正交误差。
2.如权利要求1所述的信号接收器装置，其中所述信号处理器包括：正交误差校正器，其通过基于所述I信号和所述Q信号中的所述频率无关失配误差和所述频率相关失配误差生成所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子并且将所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子应用于所述I信号和所述Q信号来校正所述I信号和所述Q信号中的正交误差。
3.如权利要求2所述的信号接收器装置，其中所述正交误差校正器基于所述I信号和所述Q信号的实时信号模型来生成离散时间信号模型，以估计所述I信号和所述Q信号中的所述频率无关失配误差和所述频率相关失配误差，其中所述离散时间信号模型在频域中。
4.如权利要求3所述的信号接收器装置，其中所述正交误差校正器包括：
I/Q不平衡估计器，其估计所述I信号和所述Q信号中的所述频率无关失配误差和所述频率相关失配误差，以生成所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子；以及
校正器，其将所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子应用于所述I信号和所述Q信号。
5.如权利要求4所述的信号信号接收器装置，其中所述校正器包括：
有限脉冲响应(FIR)滤波器，其基于所述多个有限脉冲向应(FIR)系数来校正所述I信号和所述Q信号中的频率相关失配；
多个寄存器，其存储所述多个相位补偿因子；
多个乘法器；以及
加法器，其中所述多个乘法器和所述加法器基于所述多个相位补偿因子来校正所述I信号和所述Q信号中的频率无关相位失配。
6.如权利要求4所述的信号接收器装置，其中所述I/Q不平衡估计器包括：
加窗电路，其由所述I信号和所述Q信号来生成样本窗，其中所述加窗电路将每个对应采样I信号和每个对应采样Q信号与对应的加窗系数相乘以生成所述I信号和所述Q信号的样本窗；
快速傅里叶变换器，其由所述I信号和所述Q信号的所述样本窗来生成频域信号；
统计生成器，其生成所述频域信号的统计；以及
估计器，其基于所述频域信号的统计来生成所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子，
其中所述估计器基于所述频域信号的统计来估计用于所述频域信号的每个频率以及用于所述频率无关失配误差的量值失配分布的模型等式以及相位失配分布的模型等式，以生成所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子，
其中所述估计器是多项式估计器，其使用多项式等式来对所述量值失配分布和所述相位失配分布来进行建模，
其中所述多项式估计器基于用于所述频域信号的每个频率以及用于所述频率无关失配误差的量值失配分布的多项式等式以及所述相位失配分布的多项式等式来计算多个时域失配值，以生成所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子。
7.如权利要求6所述的信号接收器装置，其中所述统计生成器包括对于所述频域信号的各个点中的每个生成多个统计值的多个统计值生成器；
所述多个统计值生成器中的每个都包括：
统计值乘法器；
统计值累加器，其基于所述统计值乘法器的输出来生成累加统计值；
以及
历史因子，其基于所述统计值累加器的输出来生成历史统计值，
其中所述统计值乘法器将所述频域信号的各点与所述频域信号的各点的共轭相乘，将所述频域信号的各点与所述频域信号的各点相乘，或者是将所述频域信号的各点与所述频域信号的对应成对点相乘。
8.通过信号接收器装置来处理由天线接收且由放大器放大的电磁信号的方法，包括：
通过下变频器来接收放大的电磁信号以生成I信号和Q信号；以及
通过基于所述I信号和所述Q信号中的频率无关失配误差和频率相关失配误差来生成多个有限脉冲响应(FIR)系数和多个相位补偿因子并且将所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子应用于所述I信号和所述Q信号，通过信号处理器来校正所述I信号和所述Q信号中的正交误差。
9.如权利要求8所述的方法，其中所述信号处理器包括：正交误差校正器，其通过基于所述I信号和所述Q信号中的所述频率无关失配误差和所述频率相关失配误差生成所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子且将所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子应用于所述I信号和所述Q信号，来校正所述I信号和所述Q信号中的正交误差。
10.如权利要求9所述的方法，还包括：通过所述正交误差校正器基于所述I信号和所述Q信号的实时信号模型生成离散时间信号模型，来估计所述I信号和所述Q信号中的所述频率无关失配误差和所述频率相关失配误差，其中所述离散时间信号模型在频域中。
11.如权利要求10所述的方法，还包括：
通过I/Q不平衡估计器来估计所述I信号和所述Q信号中的所述频率无关失配误差和所述频率相关失配误差，以生成所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子；以及
通过校正器将所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子应用于所述I信号和所述Q信号。
12.如权利要求11所述的方法，还包括：
通过有限脉冲响应(FIR)滤波器基于所述多个有限脉冲响应(FIR)系数来校正所述I信号和所述Q信号中的频率相关失配；
通过多个寄存器来存储所述多个相位补偿因子；以及
通过多个乘法器和加法器基于所述多个相位补偿因子来校正所述I信号和所述Q信号中的频率无关相位失配。
13.如权利要求11所述的方法，还包括：
通过加窗电路由所述I信号和所述Q信号来生成样本窗，其中所述加窗电路将每个对应采样I信号和每个对应采样Q信号与对应的加窗系数相乘以生成所述I信号和所述Q信号的样本窗；
通过快速傅里叶变换器来由所述I信号和所述Q信号的所述样本窗来生成频域信号；
通过统计生成器来生成所述频域信号的统计；以及
通过估计器基于所述频域信号的所述统计来生成多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子，
其中，所述估计器基于所述频域信号的所述统计来估计用于所述频域信号中的每个频率以及用于所述频域无关失配误差的量值失配分布的模型等式以及相位失配分布的模型等式，以生成所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子，
其中所述估计器是多项式估计器，其使用多项式等式来对所述量值失配分布和所述相位失配分布进行建模，
其中所述多项式估计器基于用于所述频域信号中的每个频率以及用于所述频率无关失配误差的所述量值失配分布的所述多项式等式和所述相位失配分布的所述多项式等式来计算多个时域失配值，以生成所述多个有限脉冲向应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子。
14.如权利要求13所述的方法，还包括：
通过多个统计值生成器由所述频域信号的各点的每一点来生成多个统计值；
所述多个统计值生成器中的每一个都包括：
统计值乘法器；
统计值累加器，其基于所述统计值乘法器的输出来生成累加统计值；
以及
历史因子，其基于所述统计值累加器的输出来生成历史统计值，
其中所述统计值乘法器将所述频域信号的每个点与所述频域信号的每个点的共轭相乘，将所述频域信号的各点与所述频域信号的各点相乘，或者将所述频域信号的各点与所述频域信号的对应成对点相乘。
15.存储有能够由处理器执行以控制信号接收器装置处理由天线接收且由放大器放大的电磁信号的指令的非暂态计算机可读介质，所述处理器执行所述指令以控制所述信号接收器装置执行：
通过下变频器来接收放大的电磁信号以生成I信号和Q信号；以及
通过基于所述I信号和所述Q信号中的频率无关失配误差和频率相关失配误差来生成多个有限脉冲响应(FIR)系数和多个相位补偿因子并且将所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子应用于所述I信号和所述Q信号，通过信号处理器来校正所述I信号和所述Q信号中的正交误差。
16.如权利要求15所述的非暂态计算机可读介质，其中所述信号处理器包括：正交误差校正器，其通过基于所述I信号和所述Q信号中的所述频率无关失配误差和所述频率相关失配误差生成所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子且将所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子应用于所述I信号和所述Q信号，来校正所述I信号和所述Q信号中的正交误差。
17.如权利要求16所述的非暂态计算机可读介质，还包括：通过所述正交误差校正器基于所述I信号和所述Q信号的实时信号模型生成离散时间信号模型，来估计所述I信号和所述Q信号中的所述频率无关失配误差和所述频率相关失配误差，其中所述离散时间信号模型在频域中。
18.如权利要求17所述的非暂态计算机可读介质，还包括：
通过I/Q不平衡估计器来估计所述I信号和所述Q信号中的所述频率无关失配误差和所述频率相关失配误差，以生成所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子；以及
通过校正器将所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子应用于所述I信号和所述Q信号。
19.如权利要求18所述的非暂态计算机可读介质，还包括：
通过有限脉冲响应(FIR)滤波器基于所述多个有限脉冲响应(FIR)系数来校正所述I信号和所述Q信号中的频率相关失配；
通过多个寄存器来存储所述多个相位补偿因子；以及
通过多个乘法器和加法器基于所述多个相位补偿因子来校正所述I信号和所述Q信号中的频率无关相位失配。
20.如权利要求18所述的非暂态计算机可读介质，还包括：
通过加窗电路由所述I信号和所述Q信号来生成样本窗，其中所述加窗电路将每个对应采样I信号和每个对应采样Q信号与对应的加窗系数相乘以生成所述I信号和所述Q信号的样本窗；
通过快速傅里叶变换器来由所述I信号和所述Q信号的所述样本窗生成频域信号；
通过统计生成器来生成所述频域信号的统计；
通过估计器基于所述频域信号的所述统计来生成多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子；以及
通过多个统计值生成器对于所述频域信号的各点的每个点来生成多个统计值；
所述多个统计值生成器中的每一个都包括：
统计值乘法器；
统计值累加器，其基于所述统计值乘法器的输出来生成累加统计值；以及
历史因子，其基于所述统计值累加器的输出来生成历史统计值，
其中所述统计值乘法器将所述频域信号的每个点与所述频域信号的每个点的共轭相乘，将所述频域信号的各点与所述频域信号的各点相乘，或者将所述频域信号的各点与所述频域信号的对应成对点相乘，
其中，所述估计器基于所述频域信号的所述统计来估计用于所述频域信号中的每个频率以及用于所述频域无关失配误差的量值失配分布的模型等式以及相位失配分布的模型等式，以生成所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子，
其中所述估计器是多项式估计器，其使用多项式等式来对所述量值失配分布和所述相位失配分布进行建模，
其中所述多项式估计器基于用于所述频域信号中的每个频率以及用于所述频率无关失配误差的所述量值失配分布的所述多项式等式和所述相位失配分布的所述多项式等式来计算多个时域失配值，以生成所述多个有限脉冲响应(FIR)系数和所述多个相位补偿因子。
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