CN112003463B - 一种单相pwm整流直流侧电压二次纹波抑制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制方法，其技术特点是：本发明通过复用电动汽车驱动电路，并在驱动电路上增加滤波电容C1，同时计算滤波电容C1参数；等效分析有源滤波电路，解耦单相PWM整流回路和直流侧二次纹波抑制回路，并计算出PWM整流回路的给定电压ucm和直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm；根据有源滤波控制方法在变换器控制环中加入滤波电容电压反馈。本发明完成了PWM整流和有源滤波，并提高了电能质量降低直流侧二次纹波，能够进一步减小充电系统体积，节约成本，提高系统的功率密度和电动汽车中动力电池的使用寿命。

Description

一种单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制方法
技术领域
本发明属于电力系统控制领域，尤其是一种单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制方法。
背景技术
近年来，随着化石燃料减少等能源危机的出现和大气污染等环境问题的加剧，应用新能源的分布式发电(DG)得到了越来越多的应用。其中，小容量分布式电源构成的微网，由于其能源利用率高、安装方便灵活等优势获得了更多的关注。在直流微网中，电动汽车作为一种常见用户，其充电系统的相关研究受到广泛关注。其中单相PWM整流器由于其高效率、小体积、低成本和高可靠性的优点，在电动汽车充电系统中得到了广泛的应用。而当直接接入交流单相电网时，电动汽车通过使用一体化充电系统，使单相整流器由电动汽车电机驱动器复用得到。
但单相整流器工作时，其直流母线上产生的电压二次纹波会给充电系统带来诸多危害。电动汽车使用单相电网给动力电池充电时，直流充电电压的二次纹波会使电池发热，降低充电效率并损害电池寿命,同时，相应的会影响充电时电动汽车上散热风扇、空调等电机驱动系统的性能。而在网侧，直流侧二次纹波经控制系统负反馈进入控制环中，会使网侧电流相应产生畸变，影响网侧电能质量。由于以上问题，电动汽车充电系统中，单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制已逐渐成为国内外学者的研究热点。
的直流侧电压二次纹波抑制一般是采取无源滤波方法，即在直流母线上并联大容量的电容或电感电容的谐振电路。这种抑制电压脉动的方法优点是器件容易选型，但大容量的电感电容不仅成本高、体积大、功率密度低，实际应用中的电容由于电容值大，一般选用电解电容，其过压过流能力差、寿命较短，从而影响整个系统的可靠性。因此，在一些对功率密度有要求的场合，尤其是电动汽车充电系统的应用中一般选用有源滤波方式来抑制直流侧电压的二次纹波。一些已有的技术方法通过改变整流器拓扑和改进相应的控制方法，避免了有源滤波控制方案的谐振问题。另有方法对一种已有的有源滤波拓扑提出了新的控制方法，但这种控制方法需要在三相输入都有电感时才能够适用。还有一些有源滤波方法仅使用一个H桥，但同时使用两个电容对称连接在交流电源两端，此时两个半桥均复用做PWM整流和有源滤波，这种方法同样会使得开关管的电流应力大于单相PWM整流。
现有方法无法减小充电器体积，无法提高系统功率密度，并且新能源电动汽车系统对单相整流器直流母线电压的性能要求越来越高。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提出一种单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制方法，能够有效降低直流侧二次纹波。
本发明解决其技术问题是采取以下技术方案实现的：
一种单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制方法，包括以下步骤：
步骤1、复用电动汽车驱动电路，并在驱动电路上增加滤波电容C1，同时计算滤波电容C1参数；
步骤2、等效分析有源滤波电路，解耦单相PWM整流回路和直流侧二次纹波抑制回路，并计算出PWM整流回路的给定电压ucm和直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm；
步骤3、根据有源滤波控制方法在变换器控制环中加入滤波电容C1电压反馈。
而且，所述步骤1的具体实现方式为：将电动车电机驱动电路的三相半桥在单相充电时作为整流器并将其他两相用于单相整流，控制中使A相半桥仅用于单相PWM整流，B相半桥和C相半桥均复用于单相PWM整流和直流侧电压二次纹波抑制，并在单相PWM整流回路中增加一个滤波电容C1。
而且，所述B相半桥和C相半桥复用于单相PWM整流和直流侧电压二次纹波抑制的具体实现方法为：MOS开关管S1串联MOS开关管S2，MOS开关管S3串联MOS开关管S4，MOS开关管S5串联MOS开关管S6，MOS开关管S1和MOS开关管S2、MOS开关管S3和MOS开关管S4及MOS开关管S5和MOS开关管S6并联，A相电感L1的一端分别连接MOS开关管S1和MOS开关管S2，B相电感L2的一端分别连接MOS开关管S3和MOS开关管S4，C相电感L3的一端分别连接MOS开关管S5和MOS开关管S6，A相电感L1的另一端连接交流电源的一端，C相电感L3的另一端连接滤波电容C1的一端，B相电感L2分别连接交流电源的另一端和滤波电容C1的另一端，B相电感L2、MOS开关管S3、MOS开关管S4、C相电感L3、MOS开关管S5和MOS开关管S6在控制中同时作用于单相PWM整流和直流侧电压二次纹波抑制。
而且，滤波电容C1的参数计算方法为：
uC1＝asinωt+bcosωt
PC1＝uC1iC1＝Psinsin2ωt+Pcoscos2ωt
其中，uC1为滤波电容C1的电压值，iC1为滤波电容C1的电流值，PC1为滤波电容C1的功率，Psin为滤波电容C1功率的正弦分量，Pcos为滤波电容C1功率的余弦分量，a和b为给定值,ω为电网电压角频率，C1为电容C1的电容值，C1的取值范围为150μF至750μF。
而且，所述步骤2的具体实现方式为：将有源滤波电路拓扑进行等效电路分析，解耦出单相PWM整流回路和直流侧二次纹波抑制回路，并根据电压电流双环控制策略计算单相PWM整流回路的给定电压ucm和直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm。
而且，所述PWM整流回路给定电压ucm和直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm的计算方法为:
PC1＝-Pg2ω
ucm-0.5udm＝uAO-uBO-us
udm＝uBO-uCO-uC1
其中，Pgrid为整流器交流侧输入功率，Pg1为整流器交流侧输入功率直流功率分量，Pg2ω为整流器交流侧输入功率二次脉动功率分量，vgrid为整流器交流侧输入电压，igrid为整流器交流侧输入电流，US为交流电压有效值，IS为交流电流有效值，us为电网侧交流电压，为电网初相位，uAO为A相相电压，uBO为B相相电压，uCO为C相相电压。
而且，所述步骤3的具体实现方法为：PWM整流回路给定电压ucm分为两路0.5ucm，直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm分为0.25udm和0.75udm，其中一路0.5ucm减去0.25udm和us后除以0.5udc得到A相半桥的开关量，将A相半桥的开关量输入比较器与载波进行比较得到开关管S1和S2的开关信号；将A相半桥的开关量取反后输入比较器与载波进行比较得到开关管S3和S4的开关信号；将0.75udm减去0.5ucm、0.5us和uc1后除以0.5udc得到C相半桥的开关量，将C相半桥的开关量输入比较器与载波进行比较得到开关管S5和S6的开关信号，其中udc为直流电压。
而且，所述PWM整流回路给定电压ucm按照如下方法得到：通过直流输出电压反馈的电压环，经PI调节后与锁相后的相位量相乘，得到交流输入电流的给定量isref，再经过PR控制器组成的电流环后，得到有源滤波电路控制回路中所需的ucm；所述直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm以电网侧交流电压us、交流电流幅值Im和电网电压角速度ωt作为输入量，计算得到电容C1的电压给定值，在电压环中，给定值与实际值相减后通过PR控制器，得到流经电容C1的电流给定值；在电流环中则通过与实际的电容电流值相减后通过P控制器，得到所需的直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm。
本发明的优点和积极效果是：本发明通过复用电动汽车驱动电路，并在驱动电路上增加滤波电容C1；等效分析有源滤波电路，解耦单相PWM整流回路和直流侧二次纹波抑制回路，并计算出PWM整流回路的给定电压ucm和直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm；根据有源滤波控制方法在变换器控制环中加入滤波电容电压反馈。本发明完成了PWM整流和有源滤波，并提高了电能质量降低直流侧二次纹波，能够进一步减小充电系统体积，节约成本，提高系统的功率密度和电动汽车中动力电池的使用寿命。
附图说明
图1是本发明的有源滤波电路控制框图；
图2是电机驱动时作为逆变器的工作原理图；
图3是三相充电时作为三相整流器的工作原理图；
图4是单相充电时作为单相整流器的工作原理图；
图5是电动汽车单相整流充电时的有源滤波拓扑图；
图6是本发明有源滤波电路的等效电路图；
图7是本发明有源滤波电路的PWM整流工作原理图；
图8是本发明有源滤波电路的有源滤波工作原理图；
图9是本发明有源滤波工作原理图；
图10是本发明源滤波分量udm的控制框图；
图11是单相PWM整流电路直流侧输出电压波形图；
图12是单相PWM整流电路输入侧电网电压和输入电流仿真波形图；
图13是本方法直流侧输出电压波形图；
图14是本方法输入侧电网电压波形图和输入电流图波形图；
图15是本方法A相、B相和C相各相的输入电流波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明做进一步详述。
一种单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制方法，包括以下步骤：
步骤1、如图5所示，将电动车电机驱动电路的三相半桥在单相充电时作为整流器并将其他两相用于单相整流，控制中使A相半桥仅用于单相PWM整流，B相半桥和C相半桥均复用于单相PWM整流和直流侧电压二次纹波抑制，并在单相PWM整流回路B相电感L2和C相电感L3串联电路中增加一个滤波电容C1，同时计算滤波电容C1参数。
电动汽车一体化充电系统工作原理如图2、图3和图4所示，电动汽车驱动器由A、B和C三个半桥组成，且不同模式下各半桥的工作情况各有不同。在的单相整流模式工作时，整流器直流侧会产生二次纹波，因而需要进一步改进单相充电时的整流器拓扑及相应的控制结构。在本步骤中B相半桥和C相半桥复用于单相PWM整流和直流侧电压二次纹波抑制的具体实现方法为：MOS开关管S1串联MOS开关管S2，MOS开关管S3串联MOS开关管S4，MOS开关管S5串联MOS开关管S6，MOS开关管S1和MOS开关管S2、MOS开关管S3和MOS开关管S4及MOS开关管S5和MOS开关管S6并联，A相电感L1的一端分别连接MOS开关管S1和MOS开关管S2，B相电感L2的一端分别连接MOS开关管S3和MOS开关管S4，C相电感L3的一端分别连接MOS开关管S5和MOS开关管S6，A相电感L1的另一端连接交流电源的一端，C相电感L3的另一端连接滤波电容C1的一端，B相电感L2分别连接交流电源的另一端和滤波电容C1的另一端，B相电感L2、MOS开关管S3、MOS开关管S4、C相电感L3、MOS开关管S5和MOS开关管S6在控制中同时作用于单相PWM整流和直流侧电压二次纹波抑制。由于B相半桥和C相半桥复用于单相PWM整流和直流侧电压二次纹波抑制，因此只有一相能输入有功功率，而三相PWM整流中，三相对称且均能输入有功功率。
其中，滤波电容C1的参数计算方法为：
uC1＝asinωt+bcosωt
PC1＝uC1iC1＝Psinsin2ωt+Pcoscos2ωt
其中，uC1为滤波电容C1的电压值，iC1为滤波电容C1的电流值，PC1为滤波电容C1的功率，Psin为滤波电容C1功率的正弦分量，Pcos为滤波电容C1功率的余弦分量，a和b为给定值,ω为电网电压角频率，C1为电容C1的电容值，由于电容C1的波动电压的幅值与输入功率相关，输入功率越大，电容的波动电压幅值越大，而增大电容C1的值可相应减小波动电压幅值。同时，C1的电容值越大，电流iC1幅值越小的，相应的电路A和B两相开关管的电流应力也就越小，有利于减小开关损耗，提高系统效率。但随着C1电容值的增大，电容的体积也必然增大。而且由于电容C1需要选用无极性的薄膜电容，其体积相对电解电容较大，因而在车载充电器体积有限制的条件下不宜选取过大，因此C1的取值范围为150μF至750μF。
步骤2、将有源滤波电路拓扑进行等效电路分析，解耦出单相PWM整流回路和直流侧二次纹波抑制回路，并根据如图6所示的电压电流双环控制策略计算单相PWM整流回路的给定电压ucm和直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm。
在本步骤中，如图7、图8和图9所示，PWM整流回路给定电压ucm和直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm的计算方法为:
PC1＝-Pg2ω
ucm-0.5udm＝uAO-uBO-us
udm＝uBO-uCO-uC1
其中，Pgrid为整流器交流侧输入功率，Pg1为整流器交流侧输入功率直流功率分量，Pg2ω为整流器交流侧输入功率二次脉动功率分量，vgrid为整流器交流侧输入电压，igrid为整流器交流侧输入电流，US为交流电压有效值，IS为交流电流有效值，us为电网侧交流电压，为电网初相位，uAO为A相相电压，uBO为B相相电压，uCO为C相相电压。
根据PWM整流回路给定电压ucm和直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm的计算公式得到直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm的控制框图，如图10所示，其中以电网侧交流电压us、交流电流幅值Im和电网电压角速度ωt作为输入量，计算得到电容C1的电压给定值，在电压环中，给定值与实际值相减后通过PR控制器，得到流经电容C1的电流给定值。在电流环中则通过与实际的电容电流值相减后通过P控制器，得到所需的直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm。即通过引入电压电流双闭环，来达到良好的直流电压的二次纹波抑制效果。
步骤3、由电路控制环计算得到的PWM整流回路给定电压ucm和直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm得出A、B和C三相半桥中点对应的等效电压，再除以0.5udc后得到对应的三相半桥的开关量。最后经过比较器与载波作比较，即得到开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6的6路开关信号。
在本步骤的具体实现方法为：如图1所示，PWM整流回路给定电压ucm分为两路0.5ucm，直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm分为0.25udm和0.75udm，其中一路0.5ucm减去0.25udm和us后除以0.5udc得到A相半桥的开关量，将A相半桥的开关量输入比较器与载波进行比较得到开关管S1和S2的开关信号；将A相半桥的开关量取反后输入比较器与载波进行比较得到开关管S3和S4的开关信号,；将0.75udm减去0.5ucm、0.5us和uc1后除以0.5udc得到C相半桥的开关量，将C相半桥的开关量输入比较器与载波进行比较得到开关管S5和S6的开关信号，其中udc为直流电压。
其中ucm由的单相整流电压电流环控制得到，即通过直流输出电压反馈的电压环，经PI调节后与锁相后的相位量相乘，得到交流输入电流的给定量isref。再经过PR控制器组成的电流环后，则可得到有源滤波电路控制回路中所需的ucm。
通过上述一种单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制方法，对某个方法的单相PWM整流电路的进行检测，如图11和图12所示，单相PWM整流虽然能实现输出给定的直流电压，并实现输入电压电流的相位差接近于0。但是，在直流侧输出电压的平均值为Udc＝219.464V的同时，其输出电压的纹波为ΔUdc＝37.558V，输出电压波动较大，占给定输出电压的17.07％。输入电流虽然能实现跟随输入电压相位，但其畸变较大，THD＝7.72％。单相PWM整流输入电流的三次谐波较大，使得电流发生畸变，并且由于在单相PWM整流的控制中，输入电流的幅值给定是由直流输出电压的误差信号经PI调节得到，当直流电压二次脉动较大时，会给直流电流的幅值量给定值引入二次脉动。输入电流的给定值是由锁相环产生的电网电压的sinωt和电压环PI输出相乘得到，因而会使得电流给定值中含有三次分量，导致电网电流畸变。而一般电网要求用户的输入交流电流THD在5％以内，则此时电流畸变过大，不满足电网要求。
通过本方法对上述方法的单相PWM整流电路进行改进并仿真，其中C1取150μF，如图13所示，电路直流侧能输出稳定的直流电压，且此时电压纹波仅为ΔUdc＝5.382V。输出电压的纹波明显小于未应用有源滤波时，仅占输出电压的2.45％，较未使用有源滤波减小了6.78倍。如图14和图15所示，输入电流能跟随输入电压变化，实现功率因数接近于1。通过对其输入电流进行傅里叶分析，电流3次谐波方法的单相PWM整流电路的0.657A减小至0.0820A，使得电流的THD显著改善，电流的THD＝1.289％<5％，满足电网对用户的要求。
通过上述仿真，能够证明本方法不仅显著减小了电动汽车充电时直流母线电压的二次纹波含量，还降低了交流输入电流的谐波含量，并且只需要在复用电机驱动器的基础上增加一个储能电容，即可同时完成电路的单相整流及直流侧电压二次纹波抑制功能，进而降低了电动汽车充电系统成本、提高系统的功率密度。
需要强调的是，本发明所述的实施例是说明性的，而不是限定性的，因此本发明包括并不限于具体实施方式中所述的实施例，凡是由本领域技术人员根据本发明的技术方案得出的其他实施方式，同样属于本发明保护的范围。

Claims (6)

1.一种单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤1、复用电动汽车驱动电路，并在驱动电路上增加滤波电容C1；
步骤2、等效分析有源滤波电路，解耦单相PWM整流回路和直流侧二次纹波抑制回路，并计算出PWM整流回路的给定电压ucm和直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm；
将有源滤波电路拓扑进行等效电路分析，解耦出单相PWM整流回路和直流侧二次纹波抑制回路，并根据电压电流双环控制策略计算单相PWM整流回路的给定电压ucm和直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm，
PWM整流回路给定电压ucm和直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm的计算方法为：
PC1＝-Pg20
ucm-0.5udm＝uAO-uBO-us
udm＝uBO-uCO-uC1
其中，Pgrid为整流器交流侧输入功率，Pg1为整流器交流侧输入功率直流功率分量，Pg2ω为整流器交流侧输入功率二次脉动功率分量，vgrid为整流器交流侧输入电压，igrid为整流器交流侧输入电流，US为交流电压有效值，IS为交流电流有效值，us为电网侧交流电压，为电网初相位，uAO为A相相电压，uBO为B相相电压，uCO为C相相电压；
步骤3、根据有源滤波控制方法在变换器控制环中加入滤波电容电压反馈。
2.根据权利要求1所述的一种单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制方法，其特征在于：所述步骤1的具体实现方式为：将电动车电机驱动电路的三相半桥在单相充电时作为整流器并将其他两相用于单相整流，控制中使A相半桥仅用于单相PWM整流，B和C两相均复用于单相PWM整流和直流侧电压二次纹波抑制，并在单相PWM整流回路B相电感L2和C相电感L3串联电路中增加一个滤波电容C1。
3.根据权利要求2所述的一种单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制方法，其特征在于：所述B和C两相复用于单相PWM整流和直流侧电压二次纹波抑制的具体实现方法为：复用驱动电路中的A相电感L1、B相电感L2、C相电感L3、MOS开关管S1、MOS开关管S2、MOS开关管S3、MOS开关管S4、MOS开关管S5和MOS开关管S6。
4.根据权利要求2所述的一种单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制方法，其特征在于：滤波电容C1的参数计算方法为：
uC1＝asinωt+bcosωt
PC1＝uC1iC1＝Psinsin2ωt+Pcoscos2ωt
其中，uC1为滤波电容C1的电压值，iC1为滤波电容C1的电流值，PC1为滤波电容C1的功率，Psin为滤波电容C1功率的正弦分量，Pcos为滤波电容C1功率的余弦分量，a和b为给定值，ω为电网电压角频率，C1为电容C1的电容值，C1的取值范围为150μF至750μF。
5.根据权利要求1所述的一种单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制方法，其特征在于：所述步骤3的具体实现方法为：PWM整流回路给定电压ucm分为两路0.5ucm，直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm分为0.25udm和0.75udm，其中一路0.5ucm减去0.25udm和us后除以0.5udc得到A相半桥的开关量，将A相半桥的开关量输入比较器与载波进行比较得到开关管S1和S2的开关信号；将A相半桥的开关量取反后输入比较器与载波进行比较得到开关管S3和S4的开关信号，将0.75udm减去0.5ucm、0.5us和uc1后除以0.5udc得到C相半桥的开关量，将C相半桥的开关量输入比较器与载波进行比较得到开关管S5和S6的开关信号，其中udc为直流电压。
6.根据权利要求5所述的一种单相PWM整流直流侧电压二次纹波抑制方法，其特征在于：所述PWM整流回路给定电压ucm由单相整流电压电流环控制得到，即通过直流输出电压反馈的电压环，经PI调节后与锁相后的相位量相乘，得到交流输入电流的给定量isref，再经过PR控制器组成的电流环后，得到有源滤波电路控制回路中所需的ucm；所述直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm以电网侧交流电压us、交流电流幅值Im和电网电压角速度ωt作为输入量，计算得到电容C1的电压给定值，在电压环中，给定值与实际值相减后通过PR控制器，得到流经电容C1的电流给定值；在电流环中则通过与实际的电容电流值相减后通过P控制器，得到所需的直流侧电压二次纹波抑制回路的给定电压udm。
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