CN115664297A - 一种无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无绕组切换开关和电解电容的电动汽车集成化充电电路及其控制策略。该系统由驱动运行模式切换至充电运行模式时，仅需单相充电接入开关和低压电池充电开关，而不需要额外的电机绕组切换开关，即可将共母线双三相桥逆变驱动电路重构为带有源滤波的单相PWM整流器和并联Buck变换器，同时为车载高压动力电池和低压辅助电池进行充电，并针对电机绕组阻感参数不对称特性，充电运行时加入了稳态转矩脉动抑制策略，减小了直流侧的二次电流谐波，有效降低了充电时的振动和噪声，提高了电动汽车集成充电的安全性和可靠性。

Description

一种无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路及方法

技术领域

本发明属于电力电子与电力传动技术领域，涉及新能源汽车车载充电系统技术，具体涉及一种无绕组切换开关和电解电容的电动汽车集成化充电电路及其控制策略。

背景技术

汽车电池充电技术是电动汽车发展历程中的两大关键性技术，目前电动汽车常见的充电方案有三种：独立充电桩充电、便携充电枪充电、车载集成充电器充电，与前两种方法相比，车载集成充电在保留较大充电功率的同时，降低了电动汽车的充电成本，提高了充电的方便性。

目前复用电机绕组和驱动电路功率器件的车载单相集成充电方案中，对于使用机械切换开关重新配置电机绕组所造成的可靠性问题，以及单相PWM整流所固有的二次脉动功率问题，尚未有较好的解决方法。

发明内容

为解决上述问题，本发明提供了一种无绕组切换开关和电解电容的电动汽车集成化充电电路及控制策略，解决绕组切换开关带来的可靠性问题，通过有源滤波电路有效滤除单相充电的二次脉动功率，进而使用小容量薄膜电容代替大容量电解电容，延长充电系统的寿命，并在稳态充电时加入转矩脉动抑制策略，减小电动汽车集成充电时的振动和噪声。

一种无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路，包含开绕组永磁同步电机、双三相逆变器、高压动力电池、低压辅助电池及切换开关K₃、薄膜电容；所述双三相逆变器包含对称的第一三相逆变器和第二三相逆变器，所述开绕组永磁同步电机具有三相绕组，三相绕组连接第一、第二三相逆变器的桥臂；

所述高压动力电池为双三相逆变器供电，薄膜电容与高压动力电池并联连接；

所述单相电网分别通过单相电网接入开关K₁和K₂接入三相绕组的a、b相；所述低压辅助电池的负极连接双三相逆变器的母线，正极通过切换开关K₃接入三相绕组的c相或接入低压设备。

作为优选，开绕组永磁同步电机具有三相绕组，每相绕组引出中心抽头，将其分为a₁、a₂、b₁、b₂、c₁、c₂共六段绕组；a₁、a₂段绕组、b₁、b₂段绕组、c₁、c₂段绕组分别接入双三相逆变器A相、B相、C相桥臂；开关管Q₁～Q₆分别位于第一三相逆变器的A相上、下桥臂，B相上、下桥臂，C相上、下桥臂，开关管Q₇～Q₁₂分别位于第二三相逆变器的A相上、下桥臂，B相上、下桥臂，C相上、下桥臂。

作为优选，薄膜电容在驱动和充电模式时起滤波作用，得益于B相绕组电感和H桥组成的有源滤波电路，本集成化充电电路中使用容值较小的薄膜电容代替容值较大的电解电容。

本发明还公开了一种无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路的控制方法，电动汽车包括驱动模式和充电模式，当电动汽车运行于驱动模式时，高压动力电池输出的直流电通过双三相逆变器逆变为三相交流电，驱动开绕组永磁同步电机；当电动汽车运行于充电模式时，双三相逆变器重构为单相PWM整流器、H桥有源滤波电路和并联Buck变换器，单相电网交流电经过整流器输出带有二次脉动功率的高压直流电，有源滤波电路滤除其中的二次脉动功率后给高压动力电池充电，同时通过并联Buck变换器降压后给低压辅助电池充电。

作为优选，当电动汽车处于驱动模式时，单相电网接入开关K₁和K₂断开，低压辅助电池切换开关K₃闭合至低压设备，为车内低压设备供电，高压动力电池通过双三相桥驱动开绕组永磁同步电机。

作为优选，当电动汽车处于充电模式时，单相电网接入开关K₁和K₂闭合，低压辅助电池切换开关K₃闭合至C相绕组中心抽头，第一三相逆变器的A相桥臂、第二三相逆变器的A相、B相桥臂和绕组a₁、a₂重构为单相PWM整流器；第一、第二三相逆变器的B相桥臂和绕组b₁、b₂重构为H桥有源滤波电路，与前级PWM整流器共用第二三相逆变器的B相桥臂，由整流器和有源滤波电路输出的高压直流电对高压动力电池进行充电储能；第一、第二三相逆变器的C相桥臂和绕组c₁、c₂重构为并联Buck变换器，由Buck变换器输出的低压直流电对低压辅助电池进行充电储能。

作为优选，当电动汽车处于充电模式时加入转矩脉动抑制策略，通过对第一三相逆变器C相桥臂开关管Q₅、Q₆和第二三相逆变器A相桥臂开关管Q₇、Q₈的占空比进行补偿，来抑制稳态充电时由电机绕组参数不对称造成的转矩脉动。

作为优选，b₂绕组所连接桥臂的Q₉，Q₁₀开关管的占空比由PFC和有源滤波控制策略共同决定，通过对开关管Q₁、Q₂和Q₅、Q₆的占空比进行补偿，来抑制稳态充电时由电机绕组参数不对称造成的转矩脉动，该控制策略包括以下步骤：

(1)采集单相电网侧电压瞬时值U_g、电流瞬时值I_g、高压动力电池正负极电压U_HV、低压辅助电池正负极电压U_LV、低压辅助电池充电电流I_LV、B相绕组流过的电流i_b、A相和C相分段绕组上流过的电流i_a1、i_a2、i_c1、i_c2；

(2)通过锁相环计算出U_g的相位角θ_g，将高压动力电池的充电电压给定值与实际值之差通过100Hz陷波器滤除二次脉动分量，经过比例积分控制器后与θ_g相乘，得到电网侧电流给定值，与I_g作差后经过比例谐振控制器，得到摘要图中a、d两点间的电压u_ad；

(3)将b相绕组流过电流的给定值经过软启动模块后与实际值i_b相减，经过比例谐振控制器后再与U_HV相除，得到摘要图中c、d两点间的电压u_cd；

(4)在占空比计算模块中，根据u_ad和u_cd计算得到开关管Q₂、Q₃、Q₁₀的占空比，开关管Q₁、Q₄、Q₉分别与Q₂、Q₃、Q₁₀互补导通；

(5)将i_a1和i_a2的差与给定值0相减，经过比例谐振控制器后与开关管Q₂的占空比相加，得到开关管Q₈的占空比，Q₇与Q₈互补导通；

(6)将低压辅助电池的充电电压给定值与实际值之差通过比例积分控制器，得到充电电流给定值，与I_LV作差后经过比例积分控制器，得到开关管Q₁₁的占空比，Q₁₂与Q₁₁互补导通；

(7)将i_c1和i_c2的差与给定值0相减，经过比例积分控制器后与开关管Q₁₁的占空比相加，得到开关管Q₅的占空比，Q₆与Q₅互补导通。

作为优选，步骤(3)中b相绕组流过电流的给定值

计算公式为：

式中，L_r为绕组b₁、b₂的串联等效电感，P_r为b₁、b₂上功率，

为P_r的相位角，C为积分计算中的常数项，其值与b相绕组电流峰值有关。

作为优选，步骤(4)中开关管Q₂、Q₃、Q₁₀的占空比d₂、d₃、d₁₀计算公式为：

作为优选，有源滤波控制策略在一个电网周期内分为四个控制模态：

在模态1时，开关管Q₄、Q₉关断，Q₃、Q₁₀导通，二次脉动功率处于正半周，直流侧功率大于平均功率，此时电流流经开关管Q₃、Q₁₀给电感储能；

在模态2时，开关管Q₄、Q₁₀关断，Q₃、Q₉导通，电感续流储能；

在模态3时，开关管Q₃、Q₁₀关断，Q₄、Q₉导通，二次脉动功率处于负半周，直流侧功率小于平均功率，此时电感通过开关管Q₄、Q₉释放能量；

在模态4时，开关管Q₃、Q₉关断，Q₄、Q₁₀导通，电感续流储能。

有益效果：

(1)本发明与现有技术相比，其显著特点是电动汽车从驱动运行模式切换至充电运行模式时，无需通过机械开关改变电机绕组的连接方式，提升了充电的可靠性和安全性；

(2)本发明将开绕组永磁电机的定子绕组和驱动电路重构为单相PWM整流器、H桥有源滤波电路和并联Buck变换器，实现对高压动力电池和低压辅助电池的充电，有效减小了充电时直流侧的二次电流谐波；

(3)本发明使用容值较小的薄膜电容替代容值较大的电解电容，延长了充电系统的使用寿命；

(4)本发明针对实际电机绕组参数不对称的问题，在稳态充电时加入转矩脉动抑制策略，有效降低了电动汽车充电时的振动和噪声。

附图说明

图1为本发明电动汽车集成化充电电路示意图

图2为本发明在充电模式下的等效电路

图3为本发明在充电模式下的总控制框图

图4为本发明中有源滤波电路的四个模态电流流向图

图5为本发明在加入有源滤波电路前后的对比波形图

图6(a)为本发明在加入转矩抑制策略前后的A相两段绕组电流差的对比波形图

图6(b)为本发明在加入转矩抑制策略前后的C相两段绕组电流差的对比波形图

图6(c)为本发明在加入转矩抑制策略前后的电机电磁转矩的对比波形图

图7为本发明在稳态充电时的电网侧电压电流波形图

图8为本发明中高压动力电池和低压辅助电池的充电电压波形图

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明做进一步的详细说明。

请参阅图1及图2所示，本发明提供一种电动汽车集成化充电电路，开绕组永磁电机、双三相逆变器、薄膜电容、高压动力电池、低压辅助电池、车载低压设备、外部单相交流电网；

开绕组永磁电机包含A、B、C三相绕组，每相绕组引出中心抽头，分为a₁、a₂、b₁、b₂、c₁、c₂六段绕组以及a、b、c、d、e、f六个绕组端口，电机通过六个绕组端口与双三相逆变器相连，六段绕组在充电运行时复用为滤波电感。

双三相逆变器包含六个桥臂，由Q₁～Q₁₂等12个功率管组成，包括第一三相逆变器A相上桥臂功率管Q₁下桥臂功率管Q₂，B相上桥臂功率管Q₃下桥臂功率管Q₄，C相上桥臂功率管Q₅下桥臂功率管Q₆；第二三相逆变器A相上桥臂功率管Q₇下桥臂功率管Q₈，B相上桥臂功率管Q₉下桥臂功率管Q₁₀，C相上桥臂功率管Q₁₁下桥臂功率管Q₁₂。

在驱动运行时将锂电池输出的直流电逆变为三相交流电驱动电机；在充电运行时，Q₁、Q₇、Q₉所在桥臂与a₁、a₂两段绕组重构为单相PWM整流器，将单相电网输入的交流电整流为含有二次功率脉动的直流电，Q₉、Q₃所在桥臂与b₁、b₂两段绕组重构为有源滤波装置，滤除直流电的二次谐波，给高压动力电池充电，Q₅、Q₁₁所在桥臂与c₁、c₂两段绕组重构为并联Buck变换器，将动力电池的充电电压降压后给低压辅助电池充电。

薄膜电容与高压动力电池并联，与电解电容相比，薄膜电容具有无极性、寿命长、耐流高的优点，但相同体积下容量较小，而由于功率因数的要求，单相PWM整流器的输入电压和电流同相位，输出直流电压中含有较多二次谐波，若采用无源滤波装置，则需要较大容量的滤波电容。得益于本发明充电拓扑中的有源滤波装置，大部分的二次功率脉动由绕组电感b₁、b₂承担，因此可以使用容量较小的薄膜电容代替大容量的电解电容，延长了充电系统的使用寿命。

高压动力电池在驱动模式时提供电能，通过双三相逆变器驱动开绕组永磁同步电机，在充电模式时无需改变连接方式，由整流器和有源滤波电路输出的高压直流电充电储能；

低压辅助电池在驱动模式时，其切换开关K₃闭合至车内仪表盘、照明等低压设备，为其供能，在充电模式时，其切换开关闭合至C相绕组中心抽头，由并联Buck变换器输出的低压直流电充电储能；

外部单相电网在电动汽车充电运行时通过开关K₁、K₂分别接至A相绕组的中心抽头和B相绕组端口d上，在驱动模式时闭合。

请参阅图3所示，本发明同时提供一种无绕组切换开关和电解电容的电动汽车集成化充电电路的控制策略，b₂绕组所连接桥臂的Q₉，Q₁₀开关管的占空比由PFC和有源滤波控制策略共同决定，通过对开关管Q₁、Q₂和Q₅、Q₆的占空比进行补偿，来抑制稳态充电时由电机绕组参数不对称造成的转矩脉动。整体的控制方法由单相PWM整流控制策略、有源滤波控制策略、转矩脉动抑制策略和Buck双环控制策略共同实现，包括以下步骤：

(1)采集单相电网侧电压瞬时值U_g、电流瞬时值I_g、高压动力电池正负极电压U_HV、低压辅助电池正负极电压U_LV、低压辅助电池充电电流I_LV、B相绕组流过的电流i_b、A相和C相分段绕组上流过的电流i_a1、i_a2、i_c1、i_c2；

(2)通过锁相环计算出U_g的相位角θ_g，将高压动力电池的充电电压给定值与实际值之差通过100Hz陷波器滤除二次脉动分量，经过比例积分控制器后与θ_g相乘，得到电网侧电流给定值，与I_g作差后经过比例谐振控制器，得到摘要图中a、d两点间的电压u_ad；

(3)将b相绕组流过电流的给定值经过软启动模块后与实际值i_b相减，经过比例谐振控制器后再与U_HV相除，得到摘要图中c、d两点间的电压u_cd；

(4)在占空比计算模块中，根据u_ad和u_cd计算得到开关管Q₂、Q₃、Q₁₀的占空比，开关管Q₁、Q₄、Q₉分别与Q₂、Q₃、Q₁₀互补导通；

(5)将i_a1和i_a2的差与给定值0相减，经过比例谐振控制器后与开关管Q₂的占空比相加，得到开关管Q₈的占空比，Q₇与Q₈互补导通；

(6)将低压辅助电池的充电电压给定值与实际值之差通过比例积分控制器，得到充电电流给定值，与I_LV作差后经过比例积分控制器，得到开关管Q₁₁的占空比，Q₁₂与Q₁₁互补导通；

(7)将i_c1和i_c2的差与给定值0相减，经过比例积分控制器后与开关管Q₁₁的占空比相加，得到开关管Q₅的占空比，Q₆与Q₅互补导通。

上述控制策略的步骤(3)中，b相绕组上电流的给定值计算步骤如下：

电网侧的电压、电流的表达式为：

u_g(t)＝V_gsinωt，i_g(t)＝I_gsinωt

其中V_g、I_g分别为电压和电流的幅值。将两者相乘得到电网侧的功率：

而输入侧绕组电感a₁、a₂消耗的功率为：

式中L为绕组a₁、a₂的并联等效电感，则单相PWM整流器的输入功率为：

可以看出整流器的输入功率分别直流分量和二次工频脉动分量，若要消除其中的二次脉动功率，则应使脉动分量完全作用在绕组电感b₁、b₂上，而b₁、b₂上功率为：

根据p_r(t)与p_in(t)中的脉动分量相等，可以得到绕组b₁、b₂上电流的给定值应为：

式中L_r为绕组b₁、b₂的串联等效电感，P_r和

的计算公式如下：

上述控制策略的步骤(4)中，开关管Q₂、Q₃、Q₁₀的占空比计算步骤如下：

开关管的开通关断改变的是节点电压，从节点电压角度进行分析，由于绕组a₁、a₂的参数基本相同，Q₁、Q₂、Q₇、Q₈近似于对称开关，故a、b点电压近似相等，令Q₂和Q₈的占空比为d₂，Q₁₀的占空比为d₁₀，Q₃的占空比为d₃，则有：

式中u_HV为高压动力电池的充电电压，进而有如下关系：

则占空比d₁₀需满足：

得到d₂、d₃、d₁₀分别为：

请参阅图4所示，有源滤波控制策略在一个电网周期内分为四个控制模态。

在模态1时，开关管Q₄、Q₉关断，Q₃、Q₁₀导通，二次脉动功率处于正半周，直流侧功率大于平均功率，此时电流流经开关管Q₃、Q₁₀给电感储能；

在模态2时，开关管Q₄、Q₁₀关断，Q₃、Q₉导通，电感续流储能；

在模态3时，开关管Q₃、Q₁₀关断，Q₄、Q₉导通，二次脉动功率处于负半周，直流侧功率小于平均功率，此时电感通过开关管Q₄、Q₉释放能量；

在模态4时，开关管Q₃、Q₉关断，Q₄、Q₁₀导通，电感续流储能。

实施例1

基于上述电动汽车集成化充电电路及其控制策略，在Matlab/Sumink软件中搭建了带有中心抽头的开绕组永磁同步电机数学模型、双三相逆变器模型、单相PWM整流器控制模型、有源滤波控制模型、转矩脉动抑制策略模型，仿真验证过程中关键参数设置如下：

仿真设定参数

仿真时长设为1s，请参阅图5所示，截取0-0.5s的波形，设置在0.2s时加入有源滤波控制策略，由上至下分别为高压动力电池的充电电压、电网侧电流、电机B相绕组电流的波形，可以看出B相绕组电流对给定值的跟随效果较好，有源滤波前动力电池的充电电压二次谐波峰峰值达到了18.5V，加入有源滤波后的二次谐波峰峰值降低至2.2V，相比滤波前二次谐波含量减少了88.1％，且平均充电电压始终稳定在336V。由于电机绕组存在电阻，所以加入有源滤波后一部分能量会消耗在B相绕组电阻上，网侧电流的幅值会有一定增加。

请参阅图6所示，截取0.8-1s的稳态波形，图6(a)和图6(b)分别为A相和C相的两段绕组在加入转矩抑制策略前后的电流差，可以看出未加入转矩抑制策略时，A相两段绕组上的电流差最大值达到了2.2A，C相上为2.7A，这是造成电机转矩脉动大的主要原因，而在加入转矩抑制策略后，A、C两相的两段绕组电流差都收敛到了零附近。图6(c)为加入转矩抑制策略前后的电机转矩波形，通过对比可以看出未加入转矩抑制策略时的稳态充电转矩幅值达到了1N·m，加入抑制策略后稳态转矩最大值为0.2N·m，验证了本方案中转矩脉动抑制策略的有效性。

请参阅图7所示，截取0.5-1s的稳态波形，实线为电网侧电压波形，虚线为电流波形，可以看出电流正弦度较高，且与电压相位基本一致，实现了PFC功能，满足电网的用电要求。

请参阅图8所示，实线为高压动力电池的充电电压波形，虚线为低压辅助电池的充电电压波形，可以看出两者的充电电压建压时间均小于0.1s，稳态时电压波动小，具有较好的动态性能和稳态性能。

通过以上具体实施例，验证了本发明所提出的无绕组切换开关和电解电容的电动汽车集成化充电电路及其控制策略的可行性。该单相集成充电系统在由驱动运行模式切换至充电运行模式时，仅需单相充电接入开关和低压电池充电开关，而不需要额外的电机绕组切换开关，即可将共母线双三相桥逆变驱动电路重构为带有源滤波的单相PWM整流器和并联Buck变换器，同时对高压动力电池和低压辅助电池进行充电，有效减小了充电时直流侧的二次电流谐波，使用容值较小的薄膜电容替代容值较大的电解电容，延长了充电系统的使用寿命，并在充电运行时加入了稳态转矩脉动抑制策略，有效降低了由于电机绕组参数不对称而导致的充电振动和噪声。

Claims (10)

1.一种无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路，其特征在于，包含开绕组永磁同步电机、双三相逆变器、高压动力电池、低压辅助电池、低压设备；

所述双三相逆变器包含对称的第一三相逆变器和第二三相逆变器，所述开绕组永磁同步电机具有三相绕组，三相绕组连接第一、第二三相逆变器的桥臂；

所述高压动力电池在驱动模式下为双三相逆变器供电；

所述单相电网分别通过单相电网接入开关K₁和K₂接入三相绕组的a、b相；所述低压辅助电池的负极连接双三相逆变器的母线，正极通过切换开关K₃接入三相绕组的c相或接入低压设备。

2.根据权利要求1所述的无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路，其特征在于，三相绕组的每相绕组均引出中心抽头，并将三相绕组分为a₁、a₂、b₁、b₂、c₁、c₂六段绕组，a₁、a₂段绕组、b₁、b₂段绕组、c₁、c₂段绕组分别接入双三相逆变器A相、B相、C相桥臂；开关管Q₁～Q₆分别位于第一三相逆变器的A相上、下桥臂，B相上、下桥臂，C相上、下桥臂，开关管Q₇～Q₁₂分别位于第二三相逆变器的A相上、下桥臂，B相上、下桥臂，C相上、下桥臂。

3.根据权利要求2所述的无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路的控制方法，其特征在于，电动汽车包括驱动模式和充电模式，当电动汽车运行于驱动模式时，高压动力电池输出的直流电通过双三相逆变器逆变为三相交流电，驱动开绕组永磁同步电机；当电动汽车运行于充电模式时，双三相逆变器重构为单相PWM整流器、H桥有源滤波电路和并联Buck变换器，单相电网交流电经过整流器输出带有二次脉动功率的高压直流电，有源滤波电路滤除其中的二次脉动功率后给高压动力电池充电，同时通过并联Buck变换器降压后给低压辅助电池充电。

4.根据权利要求3所述的无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路的控制方法，其特征在于，当电动汽车处于驱动模式时，单相电网接入开关K₁和K₂断开，低压辅助电池切换开关K₃闭合至低压设备，为车内低压设备供电，高压动力电池通过双三相桥驱动开绕组永磁同步电机。

5.根据权利要求2或3所述的无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路的控制方法，其特征在于，当电动汽车处于充电模式时，单相电网接入开关K₁和K₂闭合，低压辅助电池切换开关K₃闭合至C相绕组中心抽头，第一三相逆变器的A相桥臂、第二三相逆变器的A相、B相桥臂和绕组a₁、a₂重构为单相PWM整流器；第一、第二三相逆变器的B相桥臂和绕组b₁、b₂重构为H桥有源滤波电路，与前级PWM整流器共用第二三相逆变器的B相桥臂，由整流器和有源滤波电路输出的高压直流电对高压动力电池进行充电储能；开关管第一、第二三相逆变器的C相桥臂和绕组c₁、c₂重构为并联Buck变换器，由Buck变换器输出的低压直流电对低压辅助电池进行充电储能。

6.根据权利要求5所述的无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路的控制方法，其特征在于，当电动汽车处于充电模式时由单相PFC和有源滤波控制策略共同决定第一三相逆变器A相桥臂开关管Q₁、Q₂和B相桥臂开关管Q3、Q4以及第二三相逆变器B相桥臂开关管Q9、Q10的占空比，并加入转矩脉动抑制策略，通过对第一三相逆变器C相桥臂开关管Q₅、Q₆和第二三相逆变器A相桥臂开关管Q₇、Q₈的占空比进行补偿，来抑制稳态充电时由电机绕组参数不对称造成的转矩脉动。

7.根据权利要求6所述的无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路的控制方法，其特征在于，所述控制方法由单相PWM整流控制策略、有源滤波控制策略、转矩脉动抑制策略和Buck双环控制策略共同实现，步骤如下：

(1)采集单相电网侧电压瞬时值U_g、电流瞬时值I_g、高压动力电池正负极电压U_HV、低压辅助电池正负极电压U_LV、低压辅助电池充电电流I_LV、B相绕组流过的电流i_b、A相和C相分段绕组上流过的电流i_a1、i_a2、i_c1、i_c2；

(2)通过锁相环计算出U_g的相位角θ_g，将高压动力电池的充电电压给定值与实际值之差通过100Hz陷波器滤除二次脉动分量，经过比例积分控制器后与θ_g相乘，得到电网侧电流给定值，与I_g作差后经过比例谐振控制器，得到第一三相逆变器A相桥臂中点a和第二三相逆变器B相桥臂中点d两点间的电压u_ad；

(3)将B相绕组流过电流的给定值经过软启动模块后与实际值i_b相减，经过比例谐振控制器后再与U_HV相除，得到第一三相逆变器B相桥臂中点c、第二三相逆变器B相桥臂中点d两点间的电压u_cd；

(4)在占空比计算模块中，根据u_ad和u_cd计算得到开关管Q₂、Q₃、Q₁₀的占空比，开关管Q₁、Q₄、Q₉分别与Q₂、Q₃、Q₁₀互补导通；

(5)将i_a1和i_a2的差与给定值0相减，经过比例谐振控制器后与开关管Q₂的占空比相加，得到开关管Q₈的占空比，Q₇与Q₈互补导通；

(6)将低压辅助电池的充电电压给定值与实际值之差通过比例积分控制器，得到充电电流给定值，与I_LV作差后经过比例积分控制器，得到开关管Q₁₁的占空比，Q₁₂与Q₁₁互补导通；

(7)将i_c1和i_c2的差与给定值0相减，经过比例积分控制器后与开关管Q₁₁的占空比相加，得到开关管Q₅的占空比，Q₆与Q₅互补导通。

8.根据权利要求7所述的无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路的控制方法，步骤(3)中b相绕组流过电流的给定值

计算公式为：

式中，L_r为绕组b₁、b₂的串联等效电感，P_r为b₁、b₂上功率，

为P_r的相位角，C为积分计算中的常数项，其值与b相绕组电流峰值有关。

9.根据权利要求8所述的无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路的控制方法，步骤(4)中开关管Q₂、Q₃、Q₁₀的占空比d₂、d₃、d₁₀计算公式为：

10.根据权利要求9所述的无绕组切换开关和电解电容的电车充电电路的控制方法，所述有源滤波控制策略在一个电网周期内分为四个控制模态：

在模态1时，开关管Q₄、Q₉关断，Q₃、Q₁₀导通，二次脉动功率处于正半周，直流侧功率大于平均功率，此时电流流经开关管Q₃、Q₁₀给电感储能；

在模态2时，开关管Q₄、Q₁₀关断，Q₃、Q₉导通，电感续流储能；

在模态3时，开关管Q₃、Q₁₀关断，Q₄、Q₉导通，二次脉动功率处于负半周，直流侧功率小于平均功率，此时电感通过开关管Q₄、Q₉释放能量；

在模态4时，开关管Q₃、Q₉关断，Q₄、Q₁₀导通，电感续流储能。

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