CN111969878B - 变换器、变换器的控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种变换器、变换器的控制方法及装置，所述变换器的控制方法根据第一电容需满足的条件设计变换器中的第一电容，在合理的控制下，可保障纹波滤波电路能够提供部分瞬时输出功率的二倍频分量，实现了对输入侧电压纹波和电流纹波的抑制，进而实现对直流母线纹波的抑制；该变换器的控制方法通过对第一全桥电路中开关器件的控制，使纹波滤波电路的输出波形的幅值与电压纹波的幅值相逼近，输出波形的相位与电压纹波的相位相差180°，从而实现对电压纹波的抑制，进而实现对直流母线纹波的抑制。

Description

变换器、变换器的控制方法及装置

技术领域

本发明属于电源技术领域，尤其涉及一种变换器、变换器的控制方法及装置。

背景技术

单相逆变器目前已广泛应用于多种场合，如驱动电机、开关功率放大器、单相UPS等。但是由于瞬时功率的变化，单相逆变器的直流母线存在二倍频的电压纹波和电流纹波，且在低频条件下尤其严重。电压纹波和电流纹波的存在，会影响直流供电系统的工作性能，如给直流电网注入电流纹波，会降低直流开关电源的工作效率等。

工程上一般通过直流母线上的电容来抑制低频纹波，因此需要较大的电容，增加了造价和装置的体积，如授权公告号为CN101976967B，名称为一种三电平变换器及其直流母线电压的平衡控制方法，其中公开的三电平变换器包括控制部分和三个电容。也有通过串联无源滤波器对直流母线的电压进行抑制而抑制低频纹波，这类无源滤波器由于无源器件的限制，无法根据后级变换器的运行情况对前级进行调整，在变换器环节前级联一级斩波电路，通过对斩波电路进行控制来抑制直流母线的电压纹波和电流纹波，该方法由于连接在直流母线上，所以对器件的耐压要求较高，从而增加了装置的造价和体积。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明提供一种变换器、变换器的控制方法及装置，该变换器对直流母线存在的二倍频电压纹波和电流纹波具有抑制能力，且降低对变换器的耐压要求，降低变换器的造价和体积。

本发明是通过如下的技术方案来解决上述技术问题的：一种变换器，包括：纹波滤波电路和单相逆变器；

所述纹波滤波电路包括第一电容、由四个开关器件构成的第一全桥电路、以及第一低通滤波器；所述第一电容与第一全桥电路的输入端连接，所述第一全桥电路的输出端与所述第一低通滤波器的输入端连接；

所述单相逆变器包括由四个开关器件构成的第二全桥电路、第二低通滤波器；所述第一低通滤波器的输出端通过第二电容与所述第二全桥电路的输入端连接，所述第二全桥电路的输出端与所述第二低通滤波器的输入端连接。

进一步地，所述第一电容的容量满足以下条件：

其中，C_c为第一电容的容量，m为单相逆变器的调制量，Z_load为单相逆变器交流负载的阻抗大小，ω₀为单相逆变器输出波形的角频率。

本发明还提供一种变换器的控制方法，包括：

步骤1：根据变换器的输入电压、第一电容两端的电压、第一低通滤波器中电容两端的电压以及流过第一低通滤波器中电感的电流生成第一调制指令，该第一调制指令对第一全桥电路中四个开关器件进行控制，使第一全桥电路的输出波形与电压纹波波形的幅值相逼近、相位相差180°，以抑制直流母线纹波；

步骤2：根据单相逆变器的输出电压和输出电流生成第二调制指令，该第二调制指令对第二全桥电路中的四个开关器件进行控制，以抑制变换器直流输入存在的二倍频波动。

本发明所述方法通过对第一全桥电路中开关器件的控制，使纹波滤波电路的输出波形的幅值与电压纹波波形的幅值相逼近，输出波形的相位与电压纹波波形的相位相差180°，从而实现对电压纹波的抑制，进而实现对直流母线纹波的抑制；第一低通滤波器中的电容仅需串接在直流母线的一极上，大大降低了对纹波滤波电路中器件的耐压要求；单相逆变器通过第二全桥电路中的开关器件和闭环控制实现整个变换器输出波形的良好输出。

进一步地，所述步骤1中，第一调制指令包括调制指令m_ARF1和调制指令m_ARF2；

将第一电容两端的电压U_c与第一电容两端电压的参考值U_cref比较，再经过第一PI环，即生成所述的调制指令m_ARF1；

将第一低通滤波器中电容两端的电压U_A与第一低通滤波器中电容两端电压的参考值U_Aref比较，再经过第二PI环，第二PI环的输出I_Aref与流过第一低通滤波器中电感的电流I_LA比较得到比较结果，该比较结果经离散化处理后与变换器的输入电压U_dc、变换器输入电压的参考值U_dcref比较，然后经无差拍控制，即生成所述的调制指令m_ARF2。

第一调制指令包括调制指令m_ARF1和调制指令m_ARF2，调制指令m_ARF1和调制指令m_ARF2对纹波滤波电路进行双闭环控制，提高了纹波滤波电路的可靠性。

进一步地，所述调制指令m_ARF1和调制指令m_ARF2的数学表达式分别为：

m_ARF1＝k_p1(U_cref-U_c)+k_i1∫(U_cref-U_c)dt

其中，k_p1为第一PI环的比例系数，k_i1为第一PI环的积分系数，k为无差拍控制的比例系数，U₀为U_dc中所含有的直流量，L_A为第一低通滤波器中电感的电感量，I_LAref为流过第一低通滤波器中电感电流的参考值，T_s为采样周期。

进一步地，所述第一调制指令与三角载波构成双极性调制法对第一全桥电路进行控制，所述第一全桥电路的输出电压U_ARF为：

其中，m_ARF为第一调制指令，Tri(t)为三角载波，U_c为第一电容两端的电压。

进一步地，所述步骤2中，第二调制指令的生成过程为：

将单相逆变器的输出电压U_out与单相逆变器输出电压的参考值U_outref比较得到差值，该差值经过电压环传递函数G_vc后与单相逆变器的输出电流I_out比较得到比较结果，该比较结果经电流环传递函数G_ic后计算得到第二调制指令m。

进一步地，所述第二调制指令m的数学表达式为：

其中，U_inv为单相逆变器的直流输入电压，I_L为流经第二低通滤波器中电感的电流。

本发明还提供一种变换器的控制装置，包括：

第一获取模块，用于获取变换器的输入电压、第一电容两端的电压、第一低通滤波器中电容两端的电压以及流过第一低通滤波器中电感的电流；

第二获取模块，用于获取单相逆变器的输出电压和输出电流；

第一控制模块，用于根据变换器的输入电压、第一电容两端的电压、第一低通滤波器中电容两端的电压以及流过第一低通滤波器中电感的电流生成第一调制指令，该第一调制指令对第一全桥电路中四个开关器件进行控制；

第二控制模块，用于根据单相逆变器的输出电压和输出电流生成第二调制指令，该第二调制指令对第二全桥电路中的四个开关器件进行控制。

有益效果

与现有技术相比，本发明提供的一种变换器、变换器的控制方法及装置，根据第一电容需满足的条件设计变换器中的第一电容，在合理的控制下，可保障纹波滤波电路能够提供部分瞬时输出功率的二倍频分量，实现了对输入侧电压纹波和电流纹波的抑制，进而实现对直流母线纹波的抑制；该变换器的控制方法通过对第一全桥电路中开关器件的控制，使纹波滤波电路的输出波形的幅值与电压纹波的幅值相逼近，输出波形的相位与电压纹波的相位相差180°，从而实现对电压纹波的抑制，进而实现对直流母线纹波的抑制；第一低通滤波器中的电容仅需串接在直流母线的正极上，大大降低了对纹波滤波电路中器件的耐压要求；单相逆变器通过第二全桥电路中的开关器件和闭环控制实现整个变换器输出波形的良好输出；本发明变换器的控制装置兼顾了输入与输出性能，结构简单，适用范围广泛。

附图说明

为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一个实施例，对于本领域普通技术人员来说，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例中变换器的电路及控制原理图，U_dc、U_A和U_inv的具体波形见图1中的波形图；

图2是本发明实施例中单相逆变器输出瞬时功率的示意图，交流负载Z_load两端的电压为U_out，流入交流负载Z_load的电流为I_out，U_out和I_out相乘即为单相逆变器的输出瞬时功率P_out，U_out、I_out和P_out的具体波形见图2中的波形图；

图3是本发明实施例中纹波滤波电路的工作原理图；

图4是本发明实施例中纹波滤波电路稳压环节的控制框图；

图5是本发明实施例中纹波滤波电路电压电流双闭环控制框图；

图6是本发明实施例中纹波滤波电路的调制策略示意图；

图7是本发明实施例中单相逆变器的控制框图；

图8是本发明实施例中变换器工作时的输入波形图；

图9是本发明实施例中变换器工作时的输出波形图。

具体实施方式

下面结合本发明实施例中的附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，本发明所提供的一种变换器，包括：纹波滤波电路和单相逆变器；纹波滤波电路包括第一电容、由四个开关器件S_ARF1～S_ARF4构成的第一全桥电路、以及第一低通滤波器(L_AC_A滤波电路)；第一电容与第一全桥电路的输入端连接，第一全桥电路的输出端与第一低通滤波器的输入端连接。单相逆变器包括由四个开关器件S₁～S₄构成的第二全桥电路、第二低通滤波器(L_fC_f滤波电路)；第一低通滤波器的输出端通过第二电容与第二全桥电路的输入端连接，第二全桥电路的输出端与第二低通滤波器的输入端连接，第二低通滤波器的输出端与负载Z_load连接。本实施例中，开关器件S₁～S₄采用宽禁带器件。

本实施例中，第一电容C_c为储能电容，第二电容C_inv为直流侧稳压电容。该变换器的第一低通滤波器中电容C_A串接在直流母线上，通过控制第一全桥电路四个开关器件S_ARF1～S_ARF4的导通或截止，使得第一全桥电路输出波形的幅值与电压纹波波形的幅值相逼近，输出波形的相位与电压纹波波形的相位相差180°，从而实现对电压纹波的抑制，进而实现对直流母线纹波的抑制，第一低通滤波器的电容C_A仅串接在直流母线的正极上，大大降低了对纹波滤波电路中器件的耐压要求。

首先需要确定第二全桥电路的输出频率和输出幅值，所以在第二全桥电路的输出侧连接一个阻值为0.01欧姆的小电阻，对小电阻的电压降U_R(t)进行采样，记U_R(t)的最大值为U_Rmax，最小值为U_Rmin，可以得到U_R(t)的变化周期，也可以得到输出角频率ω₀与直流母线的二倍频波动角频率2ω₀，计算方法如下：

式(1)中，t₁为获取U_Rmax时的采样时间，t₂为获取U_Rmin时的采样时间。根据欧姆定律与U_R(t)的最值，同时可以确定流经小电阻的电流I_R(t)、输出电流I_out和输出电压U_out。

图2为单相逆变器输出瞬时功率的示意图，直流母线的二倍频波动实质上就是单相逆变器交流侧(即交流负载Z_load侧)变化的瞬时输出功率P_out，瞬时输出功率P_out含有直流分量和二倍频分量，使直流母线的电压波动和电流波动，根据欧姆定律与功率计算公式可得：

式(3)中，P_out为单相逆变器的瞬时输出功率，U_out为单相逆变器的输出电压，I_out为单相逆变器的输出电流，U_inv为单相逆变器的直流输入电压，m为单相逆变器的调制量，ω₀为单相逆变器输出波形的角频率，

为单相逆变器交流负载Z_load的功率因数角，Z_load为单相逆变器交流负载的阻抗大小。

将式(3)简化，得到

根据能量守恒定律，输入功率P_in等于瞬时输出功率P_out，因此输入功率P_in必含有二倍频功率，且电压纹波会在微电网(或直流电源)与变换器之间的电容C_dc(该电容又称为变换器输入侧电容)上形成电流纹波，不失一般性的可将变换器的输入电压U_dc和输入电流I_dc表示为：

式(4)中，I_dc为变换器的输入电流，U_dc为变换器的输入电压(即变换器输入侧电容C_dc两端的电压)，U₀为U_dc中所含有的直流分量，I₀为I_dc中所含有的直流分量，U_2f为U_dc中所含有的二倍频分量的幅值，I_2f为I_dc中所含有的二倍频分量的幅值，

为二倍频电压U_2f波动时的相位角，

为二倍频电流I_2f波动时的相位角。根据KCL和KVL方程，忽略系数较小项，在没有纹波滤波电路的情况下，由于瞬时功率平衡，即输入功率P_in等于输出功率P_out，所以P_in和P_out的直流功率和交流功率应对应相等，即P_indc＝P_outdc，P_in2f＝P_out2f，则有

其中，P_indc和P_in2f分别为输入功率P_in中的直流功率和交流功率，P_outdc和P_out2f分别为瞬时输出功率P_out中的直流功率和交流功率。根据式(5)可以看到，输入功率P_in的二倍分量P_in2f由电压二倍分量U_2f和电流二倍分量I_2f与直流量U₀/I₀乘积得到，所以想抑制输入电压和输入电流二倍频纹波幅值U_2f和I_2f，就需要由纹波滤波电路来提供输入功率P_in的二倍频分量P_in2f的一部分，即可表示为

P_in2f＝P_ARF+P_out2f (6)

式(6)中，P_ARF为纹波滤波电路的输出功率。考虑将输入电压二倍频纹波幅值U_2f和输入电流二倍频纹波幅值I_2f均变为原来的30％，计算可得到

P_ARF＝0.7×P_out2f (7)

为了使纹波滤波电路拥有良好的滤波效果，储能电容电压U_c设定为输入电压的15％，即0.15倍的U₀，且允许输入电压浮动在35％左右。同时储能电容C_c(即第一电容)的能量需要大于半个周期内的输出能量，即

其中，C_c为储能电容的容量，ΔU_c为储能电容上电压的变化量，To_ut为单相逆变器输出交变电的周期。由于输入电压二倍频纹波幅值U_2f与其直流量U₀相比很小，可以近似的认为U_inv＝U₀，结合式(5)、(7)和(8)可得

进一步简化得：

按照式(10)设计第一电容(或称为储能电容)，在合理的控制下，可保障纹波滤波电路能够提供部分瞬时输出功率的二倍频分量，即纹波滤波电路输出波形的幅值与电压纹波波形的幅值相逼近，输出波形的相位与电压纹波波形的相位相差180°，实现对电压纹波和电流纹波的抑制，进而实现对直流母线纹波的抑制。

本发明所提供的一种变换器的控制方法，包括：

1、根据变换器的输入电压U_dc、第一电容两端的电压U_c、第一低通滤波器中电容两端的电压U_A以及流过第一低通滤波器中电感的电流I_LA生成第一调制指令m_ARF，该第一调制指令m_ARF对第一全桥电路中四个开关器件S_ARF1～S_ARF4进行控制，使第一全桥电路输出的波形与电压纹波幅值相近，相位相差180°，以抑制直流母线纹波；

2、根据单相逆变器的输出电压U_out(即第二低通滤波器中电容C_f两端的电压)和输出电流I_out生成第二调制指令m，该第二调制指令m对第二全桥电路中的四个开关器件S₁～S₄进行控制，以抑制变换器直流输入存在的二倍频波动，避免波动影响输入端电源的效率，如果连接直流微电网，存在的二倍频波动会给微电网注入大量的纹波电流，将导致供电电源输出纹波大，效率下降。

本发明所述方法通过对第一全桥电路中开关器件的控制，使纹波滤波电路的输出波形的幅值与电压纹波的幅值相逼近，输出波形的相位与电压纹波的相位相差180°，从而实现对电压纹波的抑制，进而实现对直流母线纹波的抑制；第一低通滤波器中的电容仅需串接在直流母线的一极上，大大降低了纹波滤波电路中器件的耐压要求；单相逆变器通过第二全桥电路中的开关器件和闭环控制实现整个变换器输出波形的良好输出。

本实施例中，第一调制指令包括调制指令m_ARF1和调制指令m_ARF2；

将第一电容两端的电压U_c与第一电容两端电压的参考值U_cref比较，再经过第一PI环，即生成调制指令m_ARF1，以稳定第一电容两端的电压U_c；

将第一低通滤波器中电容两端的电压U_A与第一低通滤波器中电容两端电压的参考值U_Aref比较，再经过第二PI环，第二PI环的输出I_Aref与流过第一低通滤波器中电感的电流I_LA比较得到比较结果，该比较结果经离散化处理后与变换器的输入电压U_dc、变换器输入电压的参考值U_dcref比较，然后经无差拍控制，即生成调制指令m_ARF2。

根据

直流母线中含有二倍频的电压纹波，结合图3，根据KVL方程有：

U_dc＝U_inv+U_A (11)

其中，U_A为第一低通滤波器中电容C_A两端的电压(即纹波滤波电路输出电容两端的电压)。

为了尽可能的抑制直流侧(即变换器的输入侧)的电压纹波，U_dc的值最好可以稳定在输入电压的直流量不变，将式(11)整理后，可以得到纹波滤波电路开关器件的输出指令值：

由于在不附加其他指令的情况下，可能会导致纹波滤波电路的储能电容电压U_c发散，使得纹波滤波电路无法达到预期的工作效果，所以在控制环节的设置上增加了稳压环节，保证了储能电容电压U_c在其参考值附近。

当电流流经纹波滤波电路时，由于输入电流的方式不会发生改变，结合电容充放电的条件，当储能电容电压U_c超过其参考值U_cref时，缩短充电时间，增加放电时间；当储能电容电压U_c低于设定值0.1U_dc时，缩短放电时间，增加充电时间。

其中，m_ARF1为稳压环节的调制量，m_ARF1是由第一电容两端的电压U_c与第一电容两端电压的参考值U_cref作差后，经比例-积分环节(第一PI环节)计算得到，即：

m_ARF1＝k_p1(U_cref-U_c)+k_i1∫(U_cref-U_c)dt (14)

其中，k_p1为第一PI环的比例系数，k_i1为第一PI环的积分系数，稳压环节控制框图如图4所示。根据式(11)，结合KVL方程可以得到：

结合式(13)和(15)，为了增强纹波滤波电路的动态性能和输出效果，控制部分采用电压电流双闭环控制，其中外环为电压环，内环为电流环。电压外环通过采样纹波滤波电路的输出电压，即第一低通滤波器中电容C_A两端的电压U_A，经过U_A与U_A的参考值U_Aref作差后，通过比例-积分环节(第二PI环节)得到电流内环的参考值I_Aref，且有：

式(16)中，k_p2为第二PI环的比例系数，k_i2为第二PI环的积分系数。根据KCL方程可以得到第一低通滤波器电感L_A上的电流的参考值I_LAref的表达式为：

I_LAref＝I_dc-I_Aref (17)

电流内环采用无差拍控制，将式(15)的表达式根据采样周期T_s进行离散化，可以改写为

无差拍控制具有良好的动态性能，能在最短时间内使系统进入稳定状态，十分适合用于电流内环的控制。电感电流的参考值I_LAref与第二PI环的输出I_Aref作差后，经过离散化处理后与变换器的输入电压U_dc、变换器输入电压的参考值U_dcref比较，然后经无差拍控制(k为无差拍控制的比例系数)，得到调制量m_ARF2。

结合式(16)和式(19)，可将纹波滤波电路的电压电流双闭环控制框图表示为图5所示。

为了兼顾纹波滤波电路的输出效果和其自身稳定，可将前两个环节求得的调制量m_ARF1和m_ARF2相加，得到纹波滤波电路最终的调制量m_ARF。

m_ARF＝m_ARF1+m_ARF2 (20)

考虑到由L_A、C_A组成的输出L_AC_A滤波器(即第一低通滤波器)对差模信号抑制效果良好，所以调制方法采用双极性调制方法，通过双极性调制方法实现对共模信号的抑制。双极性调制方法的输出电压和具体的脉冲分配如下：

式(21)中，Tri(t)表示对应的三角载波，U_ARF表示第一全桥电路的输出电压，由于第一全桥电路输出波形为高频方波，所以第一低通滤波器主要用于为第一全桥电路滤波。式(22)中，1表示开关器件导通，反之，0表示开关器件关断，调制部分的示意图如图6所示。

由于输入侧的纹波被抑制，会导致单相逆变器输入电压U_inv纹波加大，如果不加以控制将会导致单相逆变器输出的波形质量下降。考虑到这一问题，根据单相逆变器的输出电压U_out和输出电流I_out生成第二调制指令m，第二调制指令对第二全桥电路中的四个开关器件进行控制，以减小第二全桥电路的输入电压U_inv纹波对输出电压U_out的影响。

将单相逆变器的输出电压U_out与单相逆变器输出电压的参考值U_outref比较得到差值，该差值经过电压环传递函数G_vc后得到第二低通滤波器中滤波电感I_f的输出参考电流I_Lref，将输出参考电流I_Lref与流经滤波电感I_f的实际电流I_L相减，并通过电流环传递函数G_ic得到第二调制指令m，然后根据基尔霍夫电压定律，将第二调制指令m与第二全桥电路的输入电压U_inv相乘得到参考输出电压mU_inv，并将mU_inv与实际输出电压U_out相减，得到第二低通滤波器的输入电压，结合欧姆定律，并通过电感I_f的拉氏等值阻抗(sL+r)得到滤波电感I_f的电流I_L。根据基尔霍夫电流定律，将输出电流I_out与电感电流I_L相减得到流经电容C_f的电流I_c，结合电容C_f的拉氏等值阻抗1/sC得到电容C_f的电压，也即第二全桥的输出电压U_out，减小第二全桥电路的输入电压U_inv纹波对输出电压U_out的影响，保证了整个变换器输出波形的良好，如图7所示。其中，G_vc和G_ic传递函数的设计方法可参考：湖南大学的硕士学位论文《模块化多电平功率放大器的研究及装置研制》，作者丁红旗。单相逆变器采用闭环控制并提高开关器件的开关频率以保证输出波形质量,。其中第二调制指令m的计算公式可以表示为

如图8所示，t＝0.07s时，用本发明设计的变换器替代传统的全桥型逆变器，可以看出，由于本发明变换器的作用，变换器的输入电压二倍频的波动情况明显降低。传统的逆变器会产生峰峰值为28.8V二倍频电压纹波；替代后，电压纹波的峰峰值降为8.4V，降低了70.8％，纹波抑制效果明显。根据图9的输出波形的对比，可以看出，输出波形质量良好，没有因为变换器器输入电压的纹波而降低输出波形的质量。

以上所揭露的仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或变型，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种变换器，其特征在于，包括：纹波滤波电路和单相逆变器；

所述纹波滤波电路包括第一电容、由四个开关器件构成的第一全桥电路、以及第一低通滤波器；所述第一电容与第一全桥电路的输入端连接，所述第一全桥电路的输出端与所述第一低通滤波器的输入端连接；

所述单相逆变器包括由四个开关器件构成的第二全桥电路、第二低通滤波器；所述第一低通滤波器的输出端通过第二电容与所述第二全桥电路的输入端连接，所述第二全桥电路的输出端与所述第二低通滤波器的输入端连接；

所述第一电容的容量满足以下条件：

其中，C_c为第一电容的容量，m为单相逆变器的调制量，Z_load为单相逆变器交流负载的阻抗大小，ω₀为单相逆变器输出波形的角频率。

2.一种如权利要求1所述变换器的控制方法，其特征在于，包括：

步骤1：根据变换器的输入电压、第一电容两端的电压、第一低通滤波器中电容两端的电压以及流过第一低通滤波器中电感的电流生成第一调制指令，该第一调制指令对第一全桥电路中四个开关器件进行控制，使第一全桥电路的输出波形与电压纹波波形的幅值相逼近、相位相差180°，以抑制直流母线纹波；

步骤2：根据单相逆变器的输出电压和输出电流生成第二调制指令，该第二调制指令对第二全桥电路中的四个开关器件进行控制，以抑制变换器直流输入存在的二倍频波动。

3.如权利要求2所述变换器的控制方法，其特征在于：所述步骤1中，第一调制指令包括调制指令m_ARF1和调制指令m_ARF2；

将第一电容两端的电压U_c与第一电容两端电压的参考值U_cref比较，再经过第一PI环，即生成所述的调制指令m_ARF1；

将第一低通滤波器中电容两端的电压U_A与第一低通滤波器中电容两端电压的参考值U_Aref比较，再经过第二PI环，第二PI环的输出I_Aref与流过第一低通滤波器中电感的电流I_LA比较得到比较结果，该比较结果经离散化处理后与变换器的输入电压U_dc、变换器输入电压的参考值U_dcref比较，然后经无差拍控制，即生成所述的调制指令m_ARF2。

4.如权利要求3所述变换器的控制方法，其特征在于：所述调制指令m_ARF1和调制指令m_ARF2的数学表达式分别为：

m_ARF1＝k_p1(U_cref-U_c)+k_i1∫(U_cref-U_c)dt

其中，k_p1为第一PI环的比例系数，k_i1为第一PI环的积分系数，k为无差拍控制的比例系数，U₀为U_dc中所含有的直流量，L_A为第一低通滤波器中电感的电感量，I_LAref为流过第一低通滤波器中电感电流的参考值，T_s为采样周期。

5.如权利要求2-4中任一所述变换器的控制方法，其特征在于：所述第一调制指令与三角载波构成双极性调制法对第一全桥电路进行控制，所述第一全桥电路的输出电压U_ARF为：

其中，m_ARF为第一调制指令，Tri(t)为三角载波，U_c为第一电容两端的电压。

6.如权利要求2所述变换器的控制方法，其特征在于：所述步骤2中，第二调制指令的生成过程为：

将单相逆变器的输出电压U_out与单相逆变器输出电压的参考值U_outref比较得到差值，该差值经过电压环传递函数G_vc后与单相逆变器的输出电流I_out比较得到比较结果，该比较结果经电流环传递函数G_ic后计算得到第二调制指令m。

7.如权利要求2或6所述变换器的控制方法，其特征在于：所述第二调制指令m的数学表达式为：

其中，U_inv为单相逆变器的直流输入电压，I_L为流经第二低通滤波器中电感的电流。

8.一种如权利要求1所述变换器的控制装置，其特征在于，包括：

第一获取模块，用于获取变换器的输入电压、第一电容两端的电压、第一低通滤波器中电容两端的电压以及流过第一低通滤波器中电感的电流；

第二获取模块，用于获取单相逆变器的输出电压和输出电流；

第一控制模块，用于根据变换器的输入电压、第一电容两端的电压、第一低通滤波器中电容两端的电压以及流过第一低通滤波器中电感的电流生成第一调制指令，该第一调制指令对第一全桥电路中四个开关器件进行控制；

第二控制模块，用于根据单相逆变器的输出电压和输出电流生成第二调制指令，该第二调制指令对第二全桥电路中的四个开关器件进行控制。

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