CN111948582B - 电动机 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种电动机。本发明除去因外部磁场而发生的磁传感器的输出电压的偏移。所公开的实施方式的电动机具备：根据转子的旋转依次输出具有固定的相位差的正弦波信号的多个磁传感器、放大多个磁传感器中的每一个的输出信号与多个磁传感器的输出信号的平均即平均信号的差分的信号放大部、以及将信号放大部的输出信号转换为脉冲信号的脉冲信号生成部。

Description

电动机
技术领域
本发明涉及一种电动机。
背景技术
以往，已知对霍尔元件等根据磁力的大小而变化的磁传感器消除输出的偏移的电路。例如，专利文献1中记载了霍尔元件的偏移消除电路，该偏移消除电路消除因电路内的电容器的寄生电容而发生的偏移。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2012-47630号
发明内容
发明所要解决的课题
但是，在电动机中，为了进行转子的位置检测，广泛使用霍尔元件来作为磁传感器。霍尔元件的信号被信号处理电路放大并被提供给微控制器，从而被用于电动机驱动的控制。这里，当使永久磁铁等外部磁场靠近电动机时，来自磁传感器的信号中发生偏移，因此，存在无法将霍尔元件的信号准确地传输给微控制器的课题。但是，以往并不知晓除去因外部磁场而发生的偏移的方法。
因此，本发明的目的在于，除去因外部磁场而发生的磁传感器的输出电压的偏移。
用于解决课题的方法
本申请的示例性的第1发明是一种电动机，其具备：多个磁传感器，其根据转子的旋转依次输出具有固定的相位差的正弦波信号；信号放大部，其放大所述多个磁传感器中的每一个的输出信号与所述多个磁传感器的输出信号的平均即平均信号的差分；以及脉冲信号生成部，其将所述信号放大部的输出信号转换为脉冲信号。
发明的效果
根据本发明，能够除去因外部磁场而发生的磁传感器的输出电压的偏移。
附图说明
图1是表示第1实施方式的电动机驱动系统的系统结构的图。
图2是参照电路的电路图。
图3是表示参照电路的动作的时序图。
图4是说明外部磁场对霍尔元件的信号的影响的图。
图5是表示存在外部磁场时的参照电路的动作的时序图。
图6是表示第1实施方式中的电动机驱动系统的霍尔元件的配置的图。
图7是表示第1实施方式中的霍尔元件的输出波形的例子的图。
图8是第1实施方式的平均信号生成电路的电路图。
图9是第1实施方式的平均信号生成电路的电路图。
图10是表示针对第1实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路的模拟结果的图。
图11是表示针对第1实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路的模拟结果的图。
图12是第1实施方式的信号放大部的电路图。
图13是表示针对第1实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路的模拟结果的图。
图14是表示针对第1实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路的模拟结果的图。
图15是说明第2实施方式的信号放大部的图。
图16是第2实施方式的信号放大部的电路图。
图17是表示针对第2实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路的模拟结果的图。
图18是表示针对第2实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路的模拟结果的图。
图19是表示针对第2实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路的模拟结果的图。
图20是表示针对第2实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路的模拟结果的图。
图21是表示针对第2实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路的模拟结果的图。
图22是表示针对第2实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路的模拟结果的图。
图23是表示针对第2实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路的模拟结果的图。
图24是表示针对第2实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路的模拟结果的图。
图25是表示针对第2实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路的模拟结果的图。
附图标记说明
1…电动机驱动系统、2…逆变器装置、3…降压电源电路、5…CPU、6A…信号处理电路、6R…参照电路、10…三相电压生成部、20…驱动电路组、60、70…信号放大部、62…比较器、N11～N13…节点、Vu…U相电压、Vv…V相电压、Vw…W相电压、M…三相交流电动机、100…霍尔元件组、霍尔元件…H(H1、H2、H3)。
具体实施方式
以下，说明作为本发明的驱动系统的实施方式的电动机驱动系统。
此外，在以下的实施方式中，至少包含三相交流电动机、多个霍尔元件以及各霍尔元件的信号处理电路的结构相当于本发明的电动机。
(1)第1实施方式
(1-1)系统结构
以下，参照附图对本发明的电动机驱动系统的一个实施方式进行说明。图1是表示实施方式的电动机驱动系统1的系统结构的图。电动机驱动系统1具备逆变器装置2、降压电源电路3、CPU(Central Processing Unit；中央处理器)5以及三相交流电动机M。CPU5是微控制器的例子。
逆变器装置2具备三相电压生成部10及驱动电路组20，产生三相交流电力并提供给三相交流电动机M。三相交流电动机M中安装有按照检测转子的位置的各相的霍尔元件组100。
在以下的说明中，电路内的节点或端子的电压是指以接地电位GND(在以下的说明中为“GND电位”。)为基准的电位。例如，在逆变器装置2中，最高的电位为电源电位VM，但由于GND电位可视为0V，因此也可适当地称为“电源电压VM”。
降压电源电路3使电源电压VM下降至CPU5进行动作所需的预定的电压(在本实施方式的例子中为+3.3V)并提供给CPU5。
CPU5将振幅为3.3V的脉冲信号分别提供给驱动电路组20的驱动电路21～23。各驱动电路将来自CPU5的脉冲信号转换为能够使三相电压生成部10内的MOS晶体管进行动作的信号电平。
在图1中，驱动电路21～23分别与节点N11～N13对应，分别相当于后面叙述的驱动电路的输出端子。
(1-2)逆变器装置2的结构
以下，详细地说明逆变器装置2的结构。
如图1所示，逆变器装置2的三相电压生成部10具备作为低边开关的NMOS晶体管M11、M21、M31以及作为高边开关的PMOS晶体管M12、M22、M32。由于三相交流电动机M有时也会以100％占空进行动作，因此三相电压生成部10将高边开关设为PMOS晶体管。
此外，在本实施方式的说明中，对将高边开关设为PMOS晶体管的例子进行了说明，但并不限于此。例如，也可以利用自举电路，将NMOS晶体管应用为高边开关。
在本实施方式中，针对向三相交流电动机M提供的三相交流电力的U相设置有PMOS晶体管M12和NMOS晶体管M11。通过PMOS晶体管M12和NMOS晶体管M11进行开关动作，生成U相的输出电压即U相电压Vu。
同样地，针对向三相交流电动机M提供的三相交流电力的V相设置有PMOS晶体管M22和NMOS晶体管M21。通过PMOS晶体管M22和NMOS晶体管M21进行开关动作，生成V相的输出电压即V相电压Vv。针对向三相交流电动机M提供的三相交流电力的W相设置有PMOS晶体管M32和NMOS晶体管M31。通过PMOS晶体管M32和NMOS晶体管M31进行开关动作，生成W相的输出电压即W相电压Vw。
NMOS晶体管M11、M21、M31的源极被设定为接地电位GND。PMOS晶体管M12、M22、M32的源极被连接到逆变器装置2的电源电压VM。
U相的NMOS晶体管M11和PMOS晶体管M12的共同的漏极(节点N11)与三相交流电动机M的U相的绕组(未图示)的一端连接。同样地，V相的NMOS晶体管M21和PMOS晶体管M22的共同的漏极(节点N12)与三相交流电动机M的V相的绕组(未图示)的一端连接，W相的NMOS晶体管M31和PMOS晶体管M32的共同的漏极(节点N13)与三相交流电动机M的W相的绕组(未图示)的一端连接。
霍尔元件组100由3个霍尔元件H1、H2、H3组成。此外，在以下的说明中，在共同提及3个霍尔元件时，仅表述为“霍尔元件H”。霍尔元件H1～H3是检测三相交流电动机M的转子磁体的位置的元件，分别是将根据三相交流电动机M的转子磁体(也可以适当地仅称为“转子”。)的旋转而变化的磁力的大小转换为电信号的元件。3个霍尔元件H1、H2、H3的信号是相对于基准电压相互反转的一对信号即互补信号，并是依次具有120度相位差的正弦波信号，分别与U相、V相、W相对应。
信号处理电路6A在放大各霍尔元件H的信号的同时，将其转换为3.3V振幅的脉冲信号并提供给CPU5。后面叙述信号处理电路6A的详细情况。从信
CPU5基于由信号处理电路6A提供的脉冲信号决定向驱动电路组20的驱动电路21～23提供的脉冲信号的占空比，并将所决定的占空比的脉冲信号提供给各驱动电路。提供给各驱动电路的脉冲信号的振幅与CPU5的动作电压同为3.3V。
驱动电路组20的各驱动电路对来自CPU5的振幅3.3V的脉冲信号进行电平转换，并将其输入三相电压生成部10的PMOS晶体管的栅极和NMOS晶体管的栅极。驱动电路21对U相的NMOS晶体管M11及PMOS晶体管M12的各栅极输入进行了电平转换的脉冲信号。驱动电路22对V相的NMOS晶体管M21及PMOS晶体管M22的各栅极输入进行了电平转换的脉冲信号。驱动电路23对W相的NMOS晶体管M31及PMOS晶体管M32的各栅极输入进行了电平转换的脉冲信号。
通过由驱动电路21、22、23进行了电平转换的脉冲信号来控制作为低边开关的NMOS晶体管M11、M21、M31以及作为高边开关的PMOS晶体管M12、M22、M32的动作。
(1-3)信号处理电路的结构
以下，详细地说明本实施方式的信号处理电路6A的结构，但在此之前首先参照图2及图3说明作为参照用的信号处理电路的参照电路6R，其目的在于与信号处理电路6A进行对比。
(1-3-1)参照电路
图2是参照电路6R的电路图。图3是表示参照电路6R的动作的时序图。在图2所示的参照电路6R中，示出了针对霍尔元件组100中的1个霍尔元件H(例如，霍尔元件H1)的信号处理电路，但针对其他相的霍尔元件H(例如，霍尔元件H2、H3)的信号处理也同样。
如图2所示，为了对霍尔元件H产生预定的偏置电压或偏置电流，针对电源电压Vcc设置有电阻Rb1、Rb2。从霍尔元件H的输出端子P1、P2分别输出霍尔元件信号Vh+及霍尔元件信号Vh-的一对互补信号。霍尔元件信号Vh+及霍尔元件信号Vh-是以基准电压VR为基准相互反相的正弦波信号(也就是，相对于基准电压VR极性不同的信号)。
在本实施方式的例子中，基准电压VR是电源电压Vcc的1/2的电平的电压。
参照电路6R具备信号放大部60及比较器62。信号放大部60包含差动放大器61和电阻R1～R4。
差动放大器61是差动放大器，放大霍尔元件H的信号Vh+、Vh-并输出电压Vo1的信号。在霍尔元件H的输出端子P2与差动放大器61的反转输入端子之间设置有电阻R1，在霍尔元件H的输出端子P1与差动放大器61的非反转输入端子之间设置有电阻R3。
在差动放大器61的反转输入端子与输出端子之间设置有反馈电阻R2。电阻R4的一端与差动放大器61的非反转输入端子连接，电阻R4的另一端被设定为基准电压VR。
典型地，设定为R2/R1＝R4/R3，该值为信号放大部60的放大率(增益)。
比较器62(脉冲信号生成部的例子)将通过信号放大部60放大并输出的信号(输出电压Vo1)与基准电压VR进行比较，并输出表示其比较结果的二值的脉冲信号(输出电压Vout)。将该脉冲信号提供给CPU5。
图3示出了霍尔元件信号Vh+、Vh-、差动放大器61的输出电压Vo1、比较器62的输出电压Vout以及基准电压VR的波形的模拟结果。图3中的3A示出了霍尔元件信号的振幅为0.2Vp-p且信号放大部60的增益为5倍的情况。图3中的3B示出了霍尔元件信号的振幅为0.6Vp-p且信号放大部60的增益为5倍的情况。
如图3中的3B所示，在输出电压Vo1为Vp-p且超过电源电压Vcc(3.3V)的情况下，被限制而不形成正弦波。在图3中的3A、图3中的3B的任一个的情况下，输出电压Vout均为50％占空的脉冲波形。
图3示出了参照电路6R正常地动作的情况。但是，当在外部存在检测对象以外的磁场时，由于霍尔元件信号Vh+、Vh-中发生偏移，因此输出电压Vout不为50％占空。在图4中示出了该情况。
图4是表示在三相交流电动机M的附近不存在磁铁(永久磁铁)的情况下以及存在磁铁的情况下，霍尔元件信号Vh+、Vh-和参照电路6R的输出电压Vout(脉冲)如何变化的图。在三相交流电动机M的附近不存在磁铁的情况下，根据转子磁体的旋转产生与基准电压VR的交叉点为固定间隔的正弦波的霍尔元件信号Vh+、Vh-，由此获得参照电路6R的输出电压Vout为50％占空的脉冲波形。
与此相对，在三相交流电动机M的附近存在磁铁的情况下，因该磁场引起的偏移成分，根据转子磁体的旋转，霍尔元件信号Vh+、Vh-的与基准电压VR的交叉点不为固定间隔，因此参照电路6R的输出电压Vout不为50％占空的脉冲波形。
例如，图5是参照电路6R中霍尔元件信号的振幅为0.6Vp-p且信号放大部60的增益为5倍并在霍尔元件的信号中叠加有0.5V(DC)的外部磁场引起的成分时的波形。如图所示，可知因外部磁场霍尔元件信号Vh+、Vh-的交叉点的间隔不固定，占空比偏离50％。
(1-3-2)本实施方式中的信号处理电路
接下来，参照图6～图12说明本实施方式的霍尔元件的配置和信号处理电路6A。
图6是表示本实施方式中的电动机驱动系统1的霍尔元件的配置的图。图7是表示叠加有外部磁场引起的偏移成分的来自各霍尔元件的信号的图。
图6中的6A是表示在与电动机的旋转轴正交的平面中各霍尔元件H的配置的图。图6中的6B是电动机的示意剖面图。
在图6中的6A所示的例子中，三相交流电动机M的极数为4(也就是，极对数为2)。这种情况下，由于霍尔元件H1～H3分别生成具有120度(2/3π)(电角度)的相位差的信号，因此根据电角度＝机械角度×极对数的关系，霍尔元件H1～H3的配置为每隔60度(π/3)移位的配置。
霍尔元件H1～H3分别是磁传感器的一个例子。
如图6中的6B所示，在本实施方式的三相交流电动机M中，在底座51配置有基板52，在基板52上设置有霍尔元件H1～H3。基板52为圆形，以覆盖基板52的方式配置有转子磁体(以下，适当地仅称为“转子”。)。此外，在图6中的6B中，作为例子将扬声器71图示为外部磁场。
鉴于参照电路6R的上述课题，本实施方式的信号处理电路6A通过获取所有相的霍尔元件信号的平均信号(后面叙述)与各相的霍尔元件信号的差分来除去外部磁场引起的偏移成分。
如图12所示，本实施方式的信号处理电路6A具备平均信号生成电路63A、63B(或者，平均信号生成电路65A、65B)、信号放大部60-1～60-3以及比较器62-1～62-3。
参照图7对本实施方式的信号处理电路6A的信号处理的原理进行如下说明。设想从与U相对应的霍尔元件H1输出极性相互不同的信号Vh1+、Vh1-，从与V相对应的霍尔元件H2输出极性相互不同的信号Vh2+、Vh2-，从与W相对应的霍尔元件H3输出极性相互不同的信号Vh3+、Vh3-的情况。此时，在因电动机的外部磁场而发生DC成分的偏移电压Vofs的情况下，如图7所示，霍尔元件信号Vh1+、Vh2+、Vh3+为以相对于基准电压VR叠加有外部磁场引起的偏移Vofs的VR+Vofs为中心的正弦波信号，各信号具有120度(2/3π)的相位差。
由于各信号具有120度(2/3π)的相位差，因此叠加有偏移电压Vofs的霍尔元件信号Vh1+、Vh2+、Vh3+可以分别表示为以下的数学式(1)、(2)、(3)。
【数学式1】
Vh1+＝sinθ+VR+Vofs…(1)
【数学式2】
【数学式3】
因此，将霍尔元件信号Vh1+、Vh2+、Vh3+相加并乘以1/3倍而得的信号(平均信号)即Vk+如以下的数学式(4)所示。
【数学式4】
这里，若获取平均信号Vk+与霍尔元件信号Vh1+、Vh2+、Vh3+的差分，则为以下的数学式(5)～(7)，除去了基准电压VR与偏移电压，成为具有2π/3相位差的正弦波。
【数学式5】
Vh1+-Vk+＝sinθ…(5)
【数学式6】
【数学式7】
同样地，将霍尔元件信号Vh1-、Vh2-、Vh3-相加并乘以1/3倍而得的信号(平均信号)即Vk-如以下的数学式(8)所示。
【数学式8】
与+侧同样地，通过获取平均信号Vk-与霍尔元件信号Vh1-、Vh2-、Vh3-的差分，在各相获得的信号除去了基准电压VR与偏移电压，成为具有每隔2π/3相位差的正弦波。
图8示出了生成平均信号Vk+、Vk-的平均信号生成电路的一个例子。此外，在本实施方式的例子中，基准电压VR是电源电压Vcc的1/2的电平的电压。
在图8的电路中，平均信号生成电路65A将霍尔元件H1、H2、H3的霍尔元件信号Vh1+、Vh2+、Vh3+分别经由输入电阻R并列地输入运算放大器61A的反转输入端子，运算放大器61A的非反转输入端子被设定为基准电压VR。在运算放大器61A的反转输入端子与输出端子之间设置有反馈电阻R/3。将反馈电阻的值设为来自各霍尔元件的信号的输入电阻的1/3，由此将霍尔元件信号Vh1+、Vh2+、Vh3+相加而得的信号的1/3倍的信号成为输出信号。
平均信号生成电路65B将霍尔元件H1、H2、H3的霍尔元件信号Vh1-、Vh2-、Vh3-分别经由输入电阻R并列地输入运算放大器61B的反转输入端子，运算放大器61B的非反转输入端子被设定为基准电压VR。在运算放大器61B的反转输入端子与输出端子之间设置有反馈电阻R/3。通过将反馈电阻的值设为来自各霍尔元件的信号的输入电阻的1/3，由此将霍尔元件信号Vh1-、Vh2-、Vh3-相加而得的信号的1/3倍的信号成为输出信号。
在图8所示的电路中，平均信号生成电路65A、65B的输出即平均信号Vkinv+、Vkinv-为以基准电压VR为中心而偏移电压Vofs发生了反转的信号。
为了避免偏移电压Vofs反转，如图9所示，优选进行差动放大器化。
图9所示的电路是将图8的运算放大器61A、61B进行差动放大器化的电路。
在图9的电路中，平均信号生成电路63A将霍尔元件H1、H2、H3的霍尔元件信号Vh1-、Vh2-、Vh3-分别经由输入电阻R并列地输入差动放大器64A的反转输入端子，并将霍尔元件信号Vh1+、Vh2+、Vh3+分别经由输入电阻R并列地输入差动放大器64A的非反转输入端子。另外，差动放大器64A的非反转输入端子经由电阻R/6被设定为基准电压VR。在差动放大器64A的反转输入端子与输出端子之间设置有反馈电阻R/6。
平均信号生成电路63B将霍尔元件H1、H2、H3的霍尔元件信号Vh1+、Vh2+、Vh3+分别经由输入电阻R并列地输入差动放大器64B的反转输入端子，并将霍尔元件信号Vh1-、Vh2-、Vh3-分别经由输入电阻R并列地输入差动放大器64B的非反转输入端子。另外，差动放大器64B的非反转输入端子经由电阻R/6被设定为基准电压VR。在差动放大器64B的反转输入端子与输出端子之间设置有反馈电阻R/6。
如以下的数学式(9)所示，图9的平均信号生成电路63A的输出信号为平均信号Vk+。
【数学式9】
同样地，如以下的数学式(10)所示，图9的平均信号生成电路63B的输出信号为平均信号Vk-。
【数学式10】
图10及图11是关于图9所示的平均信号生成电路的动作的模拟结果。模拟条件是电源电压Vcc为3.3V，来自转子磁体的U相、V相、W相的各相的霍尔元件信号的振幅为0.6Vp-p且频率为360Hz。另外，如图10中的10A所示，图10示出了作为外部磁场叠加有DC的振幅0.5V的信号的情况。如图11中的11A所示，图11示出了作为外部磁场相对于DC偏移的0.5V叠加有振幅0.5V、频率1kHz的信号的情况。
图10中的10B及图11中的11B示出了通过图9的平均信号生成电路63A、63B获得的平均信号Vk+、Vk-。如图10中的10B及图11中的11B所示，可知以基准电压VR为基准的外部磁场引起的偏移信号Vofs+、Vofs-与平均信号Vk+、Vk-一致。
图10中的10C及图11中的11C是表示霍尔元件信号Vh1+、Vh2+、Vh3+和平均信号Vk+的图。图10中的10D及图11中的11D是表示霍尔元件信号Vh1-、Vh2-、Vh3-和平均信号Vk-的图。如这些图所示，可知平均信号Vk+、Vk-为各霍尔元件信号的偏置电平。
如数学式(5)～(7)所示，为了从霍尔元件信号除去基准电压VR和偏移电压，需要从各霍尔元件信号减去通过图9的平均信号生成电路获得的平均信号Vk+、Vk-。图12中示出了用于此的电路。
图12是表示与各相对应的信号放大部和比较器的电路图。即，U相用电路包含从霍尔元件信号Vh1+、Vh1-减去通过平均信号生成电路63A、63B获得的平均信号Vk+、Vk-并进行放大的信号放大部60-1、以及作为将信号放大部60-1的输出信号Vo1转换为脉冲信号的脉冲信号生成部的比较器62-1。信号放大部60-1具有作为差动放大器的差动放大器61-1，放大霍尔元件信号Vh1+、Vh1-与平均信号Vk+、Vk-的差分并输出电压Vo1的信号。
比较器62-1将通过信号放大部60-1放大并输出的信号(输出电压Vo1)与基准电压VR进行比较，并输出表示其比较结果的二值的脉冲信号(输出电压Vout1)。将该脉冲信号提供给CPU5。
V相用电路包含从霍尔元件信号Vh2+、Vh2-减去通过平均信号生成电路63A、63B获得的平均信号Vk+、Vk-并进行放大的信号放大部60-2、以及作为将信号放大部60-2的输出信号Vo2转换为脉冲信号的脉冲信号生成部的比较器62-2。信号放大部60-2具有作为差动放大器的差动放大器61-2，放大霍尔元件信号Vh2+、Vh2-与平均信号Vk+、Vk-的差分并输出电压Vo2的信号。
比较器62-2将通过信号放大部60-2放大并输出的信号(输出电压Vo2)与基准电压VR进行比较，并输出表示其比较结果的二值的脉冲信号(输出电压Vout2)。将该脉冲信号提供给CPU5。
W相用电路包含从霍尔元件信号Vh3+、Vh3-减去通过平均信号生成电路63A、63B获得的平均信号Vk+、Vk-并进行放大的信号放大部60-3、以及作为将信号放大部60-3的输出信号Vo3转换为脉冲信号的脉冲信号生成部的比较器62-3。信号放大部60-3具有作为差动放大器的差动放大器61-3，放大霍尔元件信号Vh3+、Vh3-与平均信号Vk+、Vk-的差分并输出电压Vo3的信号。
比较器62-3比较通过信号放大部60-3放大并输出的信号(输出电压Vo3)与基准电压VR，并输出表示其比较结果的二值的脉冲信号(输出电压Vout3)。将该脉冲信号提供给CPU5。
在图12中，电阻R1、R1’、R3、R3’为输入电阻，电阻R2为反馈电阻。典型地，R1＝R1’，R3＝R3’，设定为R2/R1＝R4/R3，该值为信号放大部60-1～60-3的放大率(增益)。
图13及图14是表示关于图12所示的电路的动作的模拟结果的图。模拟条件是霍尔元件的电源电压Vcc为3.3V，信号放大部的增益为2倍，来自转子磁体的信号(U相信号)的振幅为0.6Vp-p且频率为360Hz。
图13示出了作为外部磁场叠加有DC的振幅0.5V的信号的情况，图14示出了作为外部磁场相对于DC偏移的0.5V叠加有振幅0.5V、频率1kHz的信号的情况。
图13中的13A、图14中的14A均示出了仅基于通过转子的旋转而发生的磁场的霍尔元件H1～H3的霍尔元件信号Vh1+、Vh2+、Vh3+。
图13中的13B～图13中的13D及图14中的14B～图14中的14D均示出了叠加有外部磁场引起的成分的霍尔元件的霍尔元件信号Vh1+、Vh1-、Vh2+、Vh2-以及Vh3+、Vh3-的波形。
如图13中的13E及图14中的14E所示，可知在任一情况下均从信号放大部60-1～60-3的电压Vo1～Vo3除去了偏移成分。另外，如图13中的13F及图14中的14F所示，可知输出电压Vout1～Vout3的占空比为50％。
如以上所说明的那样，在本实施方式的电动机驱动系统1中，构成为根据检测转子的旋转位置的霍尔元件H1～H3的霍尔元件信号生成平均信号，并从各霍尔元件信号减去平均信号，由此除去外部磁场引起的信号成分。因此，无论外部磁场引起的噪声信号电平是DC还是包含频率成分的情况均无需设置追加的霍尔元件就能够进行除去，能够进行高精度的电动机控制。
(2)第2实施方式
接下来，参照图15～图25说明第2实施方式的电动机驱动系统。
在以下的各实施方式的电动机驱动系统中，由于与第1实施方式的电动机驱动系统1相比仅信号处理电路不同，因此仅对信号处理电路进行说明。
在第1实施方式的信号处理电路6A中，具备平均信号生成电路63A、63B(参照图9)和信号放大部60-1～60-3(图12参照)，较多地使用运算放大器。与此相对，在本实施方式中，通过将平均信号生成电路63A、63B组装于各相的信号放大部来减少所使用的运算放大器的数量。参照图15来说明该观点。
图15所示的信号放大部60-1与图12所示的信号放大部60-1相同。在信号放大部60-1中输入平均信号Vk+、Vk-，代替平均信号Vk+、Vk-而输入霍尔元件信号的电路为图15的信号放大部60’-1。
如前所述，平均信号Vk+、Vk-与霍尔元件信号存在以下的数学式(11)、(12)的关系。因此，在信号放大部60’-1中，通过将代替平均信号Vk+、Vk-的霍尔元件信号的输入电阻设为3R(也就是，信号放大部60-1的霍尔元件信号Vh1+、Vh1-的输入电阻的3倍)，信号放大部60’-1与信号放大部60-1等效。
【数学式11】
【数学式12】
虽然图15的信号放大部60’-1为8输入，由于霍尔元件信号Vh1+、Vh1-重复，因此能够减少为6输入。
这里，将差动放大器61-1的反转输入端子的电压设为Va，将非反转输入端子的电压设为Va’，着眼于霍尔元件信号Vh1+。在信号放大部60’-1中，霍尔元件信号Vh1+在非反转输入端子侧经由电阻R连接到电压Va’，并在反转输入端子侧经由电阻3R连接到电压Va。因此，关于霍尔元件信号Vh1+的差分D+为以下的数学式(13)。
【数学式13】
根据虚短路，Va＝Va’，因此，数学式(13)变为以下的数学式(14)。
【数学式14】
接下来，着眼于霍尔元件信号Vh1-。在信号放大部60’-1中，霍尔元件信号Vh1-在非反转输入端子侧经由电阻3R连接到电压Va’，并在反转输入端子侧经由电阻R连接到电压Va。因此，关于霍尔元件信号Vh1-的差分D-为以下的数学式(15)。
【数学式15】
根据虚短路，Va＝Va’，因此，数学式(15)变为以下的数学式(16)。
【数学式16】
根据上述数学式(14)、(16)，可知只要将霍尔元件信号Vh1+经由电阻1.5R输入非反转输入端子侧，并将霍尔元件信号Vh1-经由电阻1.5R输入反转输入端子侧，即可使8输入的信号放大部60’-1的2个霍尔元件信号Vh1+的输入以及2个霍尔元件信号Vh1-的输入分别为1个。如此而得的6输入的电路为图15的信号放大部70-1。也就是，信号放大部70-1与信号放大部60’-1等效。此外，在图15的信号放大部70-1中，虽然将反馈电阻设为nR(电阻R的n倍)，但是n的值可以适当地设定。
以上是与U相对应的信号处理电路，但是关于V相、W相也同样能够消减运算放大器的数量。
图16示出了本实施方式的信号处理电路的信号放大部70-1、70-2、70-3(以下，也可以总称为“信号放大部70”。)。信号放大部70-1与图15所示的信号放大部70-1相同。信号放大部70-2、70-3分别是与V相、W相对应的电路。
图17以后示出针对本实施方式的霍尔元件信号的信号处理电路(也就是，包含信号放大部70的电路)进行模拟的结果。
首先，图17及图18是在霍尔元件的电源电压Vcc为3.3V，信号放大部的增益为2倍，来自转子磁体的各相的信号的振幅为0.6Vp-p且频率为360Hz的条件下进行的模拟结果。图17示出了作为外部磁场叠加有DC的振幅0.5V的信号的情况，图18示出了作为外部磁场相对于DC偏移的0.5V叠加有振幅0.5V、频率1kHz的信号的情况。
图17中的17A、图18中的18A均示出了仅基于通过转子的旋转而发生的磁场的霍尔元件H1～H3的霍尔元件信号Vh1+、Vh2+、Vh3+。
图17中的17B、图18中的18B均示出了叠加有外部磁场引起的成分的霍尔元件H1的霍尔元件信号Vh1+、Vh1-的波形。图17中的17C、图18中的18C均示出了叠加有外部磁场引起的成分的霍尔元件H2的霍尔元件信号Vh2+、Vh2-的波形。图17中的17D、图18中的18D均示出了叠加有外部磁场引起的成分的霍尔元件H3的霍尔元件信号Vh3+、Vh3-的波形。图17中的17E、
图18中的18E示出了与各相对应的信号放大部的输出Vo1、Vo2、Vo3、基准电压VR以及U相的输出电压Vout1的波形。图17中的17F、图18中的18F示出了各相的信号处理电路的输出电压Vout1、Vout2、Vout3的波形。
确认到在任一情况下在信号放大部的输出Vo1、Vo2、Vo3中均除去了外部磁场的信号成分，各相的输出电压Vout1、Vout2、Vout3的占空比均为50％。
图19～图25的各图示出了变更外部磁场引起的偏移电压Vofs及其频率、霍尔元件信号的振幅、差动放大器的增益时的、与图17、图18同样的波形。波形的表述形式与图17、图18相同。
具体如下所述。
图19示出了外部磁场为DC的1V(也就是，偏移电压Vofs＝1V)，霍尔元件信号的振幅为0.6Vp-p，信号放大部70的增益为2倍时的各信号的波形。
图20示出了外部磁场引起的信号为以偏移电压Vofs：1V为中心的振幅0.5V、频率1kH的信号，霍尔元件信号的振幅为0.6Vp-p，信号放大部70的增益为2倍时的各信号的波形。
图21示出了外部磁场引起的信号为以偏移电压Vofs：10V为中心的振幅10V、频率1kH的信号，霍尔元件信号的振幅为0.6Vp-p，信号放大部70的增益为2倍时的各信号的波形。
图22示出了外部磁场引起的信号为以偏移电压Vofs：10V为中心的振幅10V、频率1kH的信号，霍尔元件信号的振幅为0.6Vp-p，信号放大部70的增益为5倍时的各信号的波形。
图23示出了外部磁场引起的信号为以偏移电压Vofs：10V为中心的振幅10V、频率1kH的信号，霍尔元件信号的振幅为1.2Vp-p，信号放大部70的增益为2倍时的各信号的波形。
图24示出了外部磁场引起的信号为以偏移电压Vofs：10V为中心的振幅10V、频率10kH的信号，霍尔元件信号的振幅为1.2Vp-p，信号放大部70的增益为2倍时的各信号的波形。
图25示出了外部磁场引起的信号为以偏移电压Vofs：10V为中心的振幅10V、频率10kH的信号，霍尔元件信号的振幅为0.6Vp-p，信号放大部70的增益为2倍时的各信号的波形。
观察图19～图25的各图可知，即使在变更了外部磁场引起的偏移电压Vofs及其频率、霍尔元件信号的振幅、差动放大器的增益的情况下，仍可除去外部磁场引起的信号。因此，即使通过本实施方式的信号处理电路，也可以与第1实施方式同样地进行高精度的电动机控制。
以上，详细地说明了本发明的电动机的实施方式，但本发明的范围并不限定为上述的实施方式。另外，上述的实施方式能够在不脱离本发明的主旨的范围内进行各种的改良和变更。能够适当地组合在多个实施方式的每一个中所述的技术事项。
例如，在上述的实施方式中，说明了通过基于霍尔传感器的位置信息的120度通电来进行三相电压生成部10的各驱动用MOS晶体管的接通/断开控制的情况，但并不限于此。各驱动用MOS晶体管的接通/断开控制方法也可以应用180度通电等其他通电控制方法。

Claims (2)

1.一种电动机，其特征在于，具备：
多个磁传感器，其根据转子的旋转依次输出具有固定的相位差的正弦波信号；
信号放大部，其放大所述多个磁传感器中的每一个的输出信号与所述多个磁传感器的输出信号的平均即平均信号的差分；以及
脉冲信号生成部，其将所述信号放大部的输出信号转换为脉冲信号，
从所述多个磁传感器中的每一个输出的所述正弦波信号是以基准电压为基准的信号，
所述信号放大部具备：
平均信号生成电路，其具备第1运算放大器以及所述第1运算放大器的反馈电阻，所述第1运算放大器具有将所述多个磁传感器中的每一个的输出信号经由输入电阻并列地输入的输入端子，所述第1运算放大器的反馈电阻被设定成使所述第1运算放大器的输出信号成为以所述基准电压为基准的所述平均信号；以及
多个第2运算放大器，其放大所述多个磁传感器中的每一个的输出信号与通过所述平均信号生成电路生成的所述平均信号的差分，
所述脉冲信号生成部基于所述多个第2信号放大电路中的每一个的输出信号与所述基准电压的比较结果生成所述脉冲信号。
2.一种电动机，其特征在于，具备：
多个磁传感器，其根据转子的旋转依次输出具有固定的相位差的正弦波信号；
信号放大部，其放大所述多个磁传感器中的每一个的输出信号与所述多个磁传感器的输出信号的平均即平均信号的差分；以及
脉冲信号生成部，其将所述信号放大部的输出信号转换为脉冲信号，
从所述多个磁传感器中的每一个输出的所述正弦波信号是以基准电压为基准的信号，
所述信号放大部具有并列地输入所述多个磁传感器中的每一个的输出信号的输入端子，并具备与各磁传感器对应的多个运算放大器，
各运算放大器设定输入电阻及反馈电阻，以便输出将对应的磁传感器的输出信号与所述平均信号的差分放大而得的信号，
所述脉冲信号生成部基于所述多个运算放大器中的每一个的输出信号与所述基准电压的比较结果生成所述脉冲信号。
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