CN111913154A - 磁控管雷达接收相参数字处理方法 - Google Patents

磁控管雷达接收相参数字处理方法 Download PDF

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CN111913154A CN202010819169.5A CN202010819169A CN111913154A CN 111913154 A CN111913154 A CN 111913154A CN 202010819169 A CN202010819169 A CN 202010819169A CN 111913154 A CN111913154 A CN 111913154A
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Abstract

本发明属于电子信息领域，公开了磁控管雷达接收相参数字处理方法，可由FPGA、DSP或通用计算机以硬件或软件方式实现。由模数转换电路将下变频后的发射样本离散量化成数字中频信号DIFT，再由无抽取数字下变频器处理后变成发射样本复基带信号DT；提取该发射样本复基带信号的相位参量，并将该相位参量进行线性拟合，形成相位线性化的复基带发射样本DTL。用于实现磁控管雷达对目标的相位测量能力，形成磁控管多普勒雷达或磁控管双极化多普勒雷达。

Description

磁控管雷达接收相参数字处理方法
技术领域
本发明属于电子信息领域，尤其涉及磁控管雷达接收相参数字处理方法。
背景技术
磁控管的出现，拓展了雷达探测威力。但是磁控管雷达脉冲间相位的随机性限制了磁控管雷达的应用场景。为了消除磁控管雷达脉冲间的随机初相，国内外学者采用数字相参的方法消除随机初相，但是如果存在脉内寄生调制且本振不能完全跟踪磁控管频率，虽经消除残余中频及随机初相处理，10kHz量级的残余中频依然存在，该残余中频信号会造成信噪比的损失，降低目标回波的功率、速度估计精度。因此开发一种针对磁控管雷达的一体化的中频残差和随机初相消除方法变得极为迫切。
发明内容
针对现有磁控管雷达相参接收的残余中频问题，本发明提供了磁控管雷达接收相参数字处理方法。能够实时估计残余中频频率，生成正交残余中频信号来消除发射样本和回波信号的残余中频。进一步通过和发射样本的匹配滤波，来完成非相参磁控管雷达的相参接收功能，实现相位相参的多普勒探测参数和双极化探测参数的提取技术。
磁控管雷达接收相参数字处理方法，由FPGA、DSP或通用计算机以硬件或软件方式实现，包括以下步骤：
模数转换电路将下变频后的发射样本离散量化成数字中频信号DIFT，再由无抽取数字下变频器处理后变成发射样本复基带信号DT；提取该发射样本复基带信号DT的相位参量，并将该相位参量进行线性拟合，形成相位线性化的复基带发射样本DTL。
将相位线性化的复基带发射样本按照雷达探测距离所对应的时间进行相位线性延长，得到与发射样本相同相位变化率的复基带发射样本连续信号DTC。另一方面，由模数转换电路将下变频后的水平极化回波离散量化成数字水平极化回波中频信号DIFH，再由无抽取数字下变频器处理后变成水平极化回波复基带信号DH；如果是双极化雷达，还由模数转换电路将下变频后的垂直极化回波离散量化成数字垂直极化回波中频信号DIFV，再由无抽取数字下变频器处理后变成垂直极化回波复基带信号DV。将复基带发射样本连续信号DTC取共轭，变成DTC *，再分别与水平极化回波复基带信号DH和垂直极化回波复基带信号DV相乘(混频处理)，即可消除回波信号的主要残余中频及随机初相的影响，得到新的水平极化回波复基带信号D’H和垂直极化回波复基带信号D’V。
同时，发射样本复基带信号DT与相位线性化的复基带发射样本的共轭DTL *相乘(混频处理)，即可将发射样本处理成消除了主要残余中频及随机初相的新样本；将此新样本的相位进行2阶拟合，得到更加精细的发射样本DT2。最后将精细发射样本DT2分别与信号D’H和信号D’V做相关处理，即可消除剩余残余中频，形成与全相参雷达性能一致的高度相参水平与垂直极化回波信号DHO和DVO。
本发明的有益效果：
本发明的特点在于通过实时提取发射样本，获得高精度的残余中频频率估计，以此为基础完成残余中频消除和数字相参接收功能，进而实现磁控管雷达的脉间相参处理，是实现相位相参的多普勒探测参数和双极化探测参数的提取基础。
本发明采用稳定可靠且易于复制的数字方法，来完成非相参(磁控管)雷达的相参接收功能，实现相位相参的多普勒探测参数和双极化探测参数的提取技术。该方法由于允许雷达使用磁控管发射机方法，比全相参的速调管或行波管雷达，在相同功能和性能的条件下，具有更低的成本。而在电特性和机械物理性能方面，磁控管的低阳极电压、低重量体积和(吹)风冷(却)的优势，将允许这种发射机安装在雷达天线平台上，从而省去旋转关节(微波部件)在雷达运行中造成的幅度和相位波动，达到甚至比全相参雷达更好的双极化探测效果。
附图说明
图1为残余中频及随机初相消除原理方块图；
图2为无抽取数字下变频原理方块图；
图3为无抽取CIC滤波器；
图4为残余中频及随机初相消除流程图；
图5为无抽取数字下变频器数字58：1抽取原理方块图(实例3)；
图6为29：1抽取CIC滤波器；
图7为磁控管天气雷达接收相参多普勒化处理原理方块图；
图8为双极化磁控管雷达接收相参多普勒化处理原理方块图；
图9为FilterII，FilterIQ，FilterQI，FilterQQ四个滤波器的输入输出接口图。
具体实施例
为了使本发明的目的、技术方案和有益效果更加清楚、明白，下面将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的说明，以方便技术人员理解。
本发明是按照以下技术方案实现的：
磁控管雷达接收相参数字处理方法，由FPGA、DSP或通用计算机以硬件或软件方式实现，包括以下步骤：
由图1所示，模数转换电路将下变频后的发射样本离散量化成数字中频信号DIFT，再由无抽取数字下变频器处理后变成发射样本复基带信号DT；提取该发射样本复基带信号DT的相位参量，并将该相位参量进行线性拟合，形成相位线性化的复基带发射样本DTL。
将相位线性化的复基带发射样本按照雷达探测距离所对应的时间进行相位线性延长，得到与发射样本相同相位变化率的复基带发射样本数字连续信号DTC。另一方面，由模数转换电路将下变频后的水平极化回波离散量化成数字水平极化回波中频信号DIFH，再由无抽取数字下变频器处理后变成水平极化回波复基带信号DH；如果是双极化雷达，还由模数转换电路将下变频后的垂直极化回波离散量化成数字垂直极化回波中频信号DIFV，再由无抽取数字下变频器处理后变成垂直极化回波复基带信号DV。将复基带发射样本连续信号DTC取共轭，变成DTC *，再分别与水平极化回波复基带信号DH和垂直极化回波复基带信号DV相乘(混频处理)，即可消除回波信号的主要残余中频及随机初相的影响，得到新的水平极化回波复基带信号D’H和垂直极化回波复基带信号D’V。
同时，发射样本复基带信号DT与相位线性化的复基带发射样本的共轭DTL *相乘(混频处理)，即可将发射样本处理成消除了主要残余中频及随机初相的新样本；将此新样本的相位进行2阶拟合，得到更加精细的发射样本DT2。最后将精细发射样本DT2分别与信号D’H和信号D’V做相关处理，即可消除剩余残余中频，形成与全相参雷达性能一致的高度相参水平与垂直极化回波信号DHO和DVO。
图1中，发射样本:DIFT，数字中频；数字复信号：DT＝(IT+jQT)，同相分量IT；正交分量QT。
水平极化回波：DIFH，数字中频；数字复信号：DH＝(IH+jQH)，同相分量IH；正交分量QH。
垂直极化回波：DIFV，数字中频；数字复信号：Dv＝(Iv+jQv)，同相分量Iv；正交分量QV。
发射样本复基带数字线性相位拟合信号：DTL＝(ITL+jQTL),同相分量ITC；正交分量QTL。
发射样本复基带数字连续信号：DTC＝(ITC+jQTC)，同相分量ITC；正交分量QTC。
水平极化回波初步数字相参复信号：D’H＝(I’H+jQ’H)，同相分量I’H；正交分量Q’H。
垂直极化回波初步数字相参复信号：D’V＝(I’V+jQ’V)；同相分量I’V；正交分量Q’V。
发射样本复基带仅剩2阶相位拟合信号：DT2＝(IT2+jQT2)，同相分量IT2；正交分量QT2。
水平极化回波数字相参复信号：DHO＝(IHO+jQHO)，同相分量IHO；正交分量QHO。
垂直极化回波数字相参复信号：DVO＝(IVO+jQVO)；同相分量Ivo；正交分量Qvo。
其中，1)无抽取的数字下变频器
无抽取的数字下变频器由图2所示，图2所示是DDC原理框图，其中CIC滤波器抽取因子为1，不进行抽取，包含了NCO、CIC，CFIR和PFIR四个模块。NCO的作用是产生数字中频信号。CIC是级联积分梳状滤波器模块，CFIR是补偿FIR滤波器模块，用来补偿CIC引起的通带不平坦。PFIR是可编程滤波器模块，在满足通带波纹和过渡带宽尽可能窄的同时使得阻带衰减尽可能大，改善滤波效果。图3给出一个5级CIC滤波器的原理框图，由5级积分器、抽取器和5级梳状滤波器组成。清洗逻辑模块主要功能是在每个触发脉冲上升沿时，对数据存储器中存储的上一个发射脉冲的样本信号序列、以及经过相位线性化处理的复基带发射样本信号序列等进行清除，避免由于相位积累对后续相位处理带来的误差，在这里由于不进行抽取，所以抽取倍数为1。数字下变频后的数字复基带发射样本可表示为：
Figure BDA0002633856020000051
Figure BDA0002633856020000052
其中，
Figure BDA0002633856020000053
为残余中频和脉内频变引起的相位序列。
注意到，包括μ的项为磁控管脉内频率漂移，由于0.56μs的发射脉宽很小，对于同轴磁控管，这个(线性调频引起的频率变化)量很小，用于消除残余中频时可以忽略。则样本只考虑残余中频的影响，即：
Figure BDA0002633856020000061
事实上，发射样本的有效序列长度为0.56μs，大约58个数据点。
2).残余中频和随机初始相位消除
图4给出了残余中频和随机初始相位消除的流程图，概括来说，随机初始相位消除分成如下步骤：
1)发射样本信号拟合；
2)残余中频消除；
3)随机初始相位消除；
4)数据率抽取。
2.1发射样本信号拟合
由触发脉冲的上升沿清除存储器，并定义为初始时刻，即n＝0，此时的数据为x(0)。从此时刻开始，对发射样本序列x(n)进行功率(与频率相位无关)搜索：
Figure BDA0002633856020000062
截取最大功率的位置n＝i,i+1,i+2,…,i+N-1，计算
Figure BDA0002633856020000063
使n<i和n>i+N-1时，下式成立：
Figure BDA0002633856020000064
此时，计算发射样本的相位曲线(在±π处仍然连续而不折叠)：
Figure BDA0002633856020000065
对θx(n)进行1阶拟合，得到一个新的相位序列θy(n)＝θfit(n)+θ0。可认为θy(n)为发射样本相位真值
Figure BDA0002633856020000066
去除脉内线性调频的测量值的θx(n)。
假设，n为整个距离扫描的距离库数，最远距离为M-1。n＝0,1,2,3,…,M-1。相位信息可以不计幅度的影响，则测量得到的发射样本序列重构1个距离扫描的过采样复基带信号为：
Figure BDA0002633856020000071
其中，θR为目标的距离相位变化项，R为目标的距离，fc为雷达工作频率，fs为采样率：
Figure BDA0002633856020000072
2.2残余中频消除
测量得到的回波的过采样复基带信号为：
Figure BDA0002633856020000073
Figure BDA0002633856020000074
这里，n为整个距离扫描的距离库数，最远距离为M-1。n＝0,1,2,3,…,M-1。θR为目标的距离相位变化项，θd为目标的多普勒频移。
可见，通过移频技术(调制性质)可去除残余中频及随机初相，得到新序列yH(n)为：
Figure BDA0002633856020000075
这里，θu(n)为脉内线性调频造成的相位序列：
Figure BDA0002633856020000076
这时，θu(n)为脉内线性调频造成的相位序列。则去除残余中频及随机初相的水平偏振序列yH(n)为：
Figure BDA0002633856020000077
同理，去除残余中频及随机初相的垂直偏振序列yV(n)为：
Figure BDA0002633856020000081
2.3随机初始相位消除
随机初始相位消除采用匹配滤波的方式实现。yH(n)和yV(n)经过移频技术剔除了中频残差，可被认为是零中频信号，所以发射样本脉冲也需要做相同的移频处理得到零中频的发射样本信号yT(n)，H通道和V通道匹配滤波的方法如下：
Figure BDA0002633856020000082
Figure BDA0002633856020000083
如图9所示，上述公式中由于yH(n)、yV(n)和yT(n)都是复信号，所以每个滤波器由四个实数滤波器构成，分别是FilterII，FilterIQ，FilterQI，FilterQQ，这四个滤波的输入输出接口如下：
由于滤波器系数个数为58个，且不能采用对称结构，所以H/V两个通道共需要58*8＝464个乘法器，资源消耗量非常大，可以通过提高滤波器的工作时钟来降低运算量的需求。例如时钟频率/数据率＝4，则乘法器的个数可降低到464/4＝116个。
2.4数据率抽取
在上述三个步骤中，数据率都等于中频信号采样率，即为104.166MHz，且为0中频的基带信号，但是雷达的带宽反比与信号时宽，即1/0.56us，等于1.8MHz，显然对于基带信号来说即为过采样，对于IQ信号，用1倍带宽的数据率表示信号带宽，设计时可采用1.2倍左右。其实现的方法如图5、图6所示。如图5所示，在发射脉宽0.56us的实例应用中，信号带宽为1.8MHz，因此数字下变频模块抽取因子采用58进行设计实现。
如图4所示，本发明的残余中频及随机初相消除流程图。
在触发脉冲上升沿清除数据存储器(图3中清洗逻辑)，将发射样本的中频采样信号DIFT进行无抽取的数字下变频处理(如图1中无抽取数字下变频模块所示)，得到发射样本的复基带信号DT，即发射样本信号的同相IT(n)和正交分量QT(n)。
通过对发射样本序列进行功率搜索，计算发射样本功率Px(n)，提取该发射样本复基带信号的相位参量θx(n)。
通过将相位参量θx(n)进行1阶线性拟合得到θy(n)，形成相位线性化的复基带发射样本DTL，如图1中脉内相位线性化处理模块所示。
通过将相位线性化的复基带发射样本DTL按照雷达探测距离所对应的时间进行相位线性延长，得到与发射样本相同相位变化率的复基带发射样本连续信号DTC，如图1中复基带发射样本连续信号恢复模块所示，完成发射样本脉内信号线性化处理。
使用频谱搬移技术，将复基带发射样本连续信号DTC取共轭，变成DTC *，再分别与水平极化回波复基带信号DH和垂直极化回波复基带信号DV相乘(混频处理)，即可消除回波信号的主要残余中频及随机初相的影响，得到新的水平极化回波复基带信号D’H和垂直极化回波复基带信号D’V。
同时，使用频谱搬移方法，将相位线性化的复基带发射样本连续信号DTL取共轭，变成DTL *，与发射样本复基带信号DT相乘(混频处理)，将发射样本处理成消除了主要残余中频及随机初相的新样本；并将此新样本的相位进行2阶拟合，如图1所示相位2阶拟合模块，得到更加精细的发射样本DT2。
最后将精细发射样本DT2分别与信号D’H和信号D’V做相关处理，如图1所示相关处理器模块，即可消除剩余残余中频，形成与全相参雷达性能一致的高度相参水平与垂直极化回波信号DHO和DVO。
实例1
X波段多普勒天气雷达——磁控管
布网的多普勒天气雷达常采用速调管方法，不适合低成本应用，包括人影或移动场合，磁控管以其体积小、成本低大量应用于该类场合，但是由于磁控管雷达收发不相参，如果不进行收发相参处理，不能提取天气目标的速度信息，不具备多普勒功能。
如图7所示，在图7中数字相参处理即可采用本发明方法，在该应用实例中只需要对1路信号进行处理，通过数字相参处理，雷达产品可以输出强度、速度和谱宽信息，赋予磁控管雷达多普勒功能。
图7所示的结构为磁控管天气雷达接收相参多普勒化处理原理方块图。其中图7的“接收相参数字处理”即为附图1所示部分。
图7所示为磁控管天气雷达采用本发明方法进行数字相参处理应用的实施例，通过数字相参处理，赋予磁控管雷达多普勒功能，进而提取天气目标的速度信息，弥补常规磁控管天气雷达不具备的多普勒功能，实现基于磁控管的多普勒天气雷达。
实例2
X波段双极化多普勒天气雷达——磁控管
双极化多普勒天气雷达是天气雷达发展的趋势，美国已经完成了双极化多普勒天气雷达的改造，我国现阶段正在做这个工作。与传统的多普勒天气雷达相比，双极化能提供额外的极化信息，比如相关系数，差分反射率因子、差分传播相位常数等。双极化信息能对天气目标相态进行识别，在短邻预报、人影等领域有着广泛的应用前景，而X波段双极化多普勒天气雷达也可作为对业务雷达进行补盲。
如图8所示，在图8中数字相参处理即可采用本发明方法，在该应用实例中需要对2路信号(水平极化和垂直极化通道)进行处理，通过数字相参处理，每个通道雷达产品可以输出强度、速度和谱宽信息，在此基础上也可输出相关系数，差分反射率因子、差分传播相位常数等信息，赋予磁控管雷达多普勒、极化功能。
图8所示的结构为双极化磁控管雷达接收相参多普勒化处理原理方块图，其中“接收相参数字处理”即为本发明的接收相参数组处理方法，即图1所示部分。
图8为双极化磁控管天气雷达采用本发明方法进行数字相参处理应用的实例，通过对2路信号(水平极化和垂直极化通道)进行处理，通过数字相参梳理，赋予磁控管雷达多普勒、极化功能，得到除强度信息外的速度和谱宽信息，在此基础上也可输出相关系数，差分反射率因子、差分传播相位常数等信息，实现基于磁控管的双极化多普勒天气雷达。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.磁控管雷达接收相参数字处理方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1.无抽取的数字下变频发射样本信号拟合
模数转换电路将下变频后的发射样本信号离散量化成数字中频信号DIFT，再由无抽取数字下变频器处理后变成发射样本复基带信号DT；提取该发射样本复基带信号DT的相位参量，并将该相位参量进行线性拟合，形成相位线性化的复基带发射样本DTL；
步骤2.残余中频和随机初始相位消除
将相位线性化的复基带发射样本按照雷达探测距离所对应的时间进行相位线性延长，得到与发射样本相同相位变化率的复基带发射样本数字连续信号DTC，另一方面，由模数转换电路将下变频后的水平极化回波离散量化成数字水平极化回波中频信号DIFH，再由无抽取数字下变频器处理后变成水平极化回波复基带信号DH；如果是双极化雷达，还由模数转换电路将下变频后的垂直极化回波离散量化成数字垂直极化回波中频信号DIFV，再由无抽取数字下变频器处理后变成垂直极化回波复基带信号DV，将复基带发射样本连续信号DTC取共轭，变成DTC *，再分别与水平极化回波复基带信号DH和垂直极化回波复基带信号DV相乘，即可消除回波信号的主要残余中频及随机初相的影响，得到新的水平极化回波复基带信号D’H和垂直极化回波复基带信号D’V；
步骤3.消除残余中频和随机初相的精细化发射样本处理
发射样本复基带信号DT与相位线性化的复基带发射样本的共轭DTL *相乘，即将发射样本处理成消除了主要残余中频及随机初相的新样本；将此新样本的相位进行2阶拟合，得到更加精细的发射样本DT2；
步骤4.剩余残余中频消除
将精细发射样本DT2分别与信号D’H和信号D’V做相关处理，即消除剩余残余中频，形成与全相参雷达性能一致的高度相参水平与垂直极化回波信号DHO和DVO。
2.如权利要求1所述的磁控管雷达接收相参数字处理方法，其特征在于，步骤1中的无抽取数字下变频器为：包含了NCO、CIC，CFIR和PFIR四个模块，NCO的作用是产生数字中频信号，CIC是级联积分梳状滤波器模块，CFIR是补偿FIR滤波器模块，用来补偿CIC引起的通带不平坦，PFIR是可编程滤波器模块。
3.如权利要求2所述的磁控管雷达接收相参数字处理方法，其特征在于，CIC级联积分梳状滤波器模块由于不进行抽取，所以抽取倍数为1，数字下变频后的数字复基带发射样本表示为：
Figure FDA0002633856010000021
Figure FDA0002633856010000022
其中，x(n)为数字下变频后的数字复基带发射样本序列，IT(n)为数字下变频后的数字复基带发射样本序列的同相分量，QT(n)为数字下变频后的数字复基带发射样本序列的正交分量，θ0为数字下变频后的数字复基带发射样本n＝0时的初相值，θ(n)即
Figure FDA0002633856010000025
为残余中频和脉内频变引起的相位序列：
包括μ的项为磁控管脉内频率漂移，由于0.56μs的发射脉宽很小，对于同轴磁控管，线性调频引起的频率变化量很小，用于消除残余中频时忽略，则样本只考虑残余中频的影响，即：
Figure FDA0002633856010000023
4.如权利要求1所述的磁控管雷达接收相参数字处理方法，其特征在于，参与中频和随机初始相位消除具体包括如下步骤：
a.发射样本信号拟合
由触发脉冲的上升沿清除存储器，并定义为初始时刻，即n＝0，此时的数据为x(0)，从此时刻开始，对发射样本序列x(n)进行功率搜索：
Figure FDA0002633856010000024
其中，Px(n)为对应数字下变频后的数字复基带发射样本序列的功率序列，x(n)为数字下变频后的数字复基带发射样本序列，x*(n)为数字下变频后的数字复基带发射样本序列的复共轭序列，IT(n)为数字下变频后的数字复基带发射样本序列的同相分量，QT(n)为数字下变频后的数字复基带发射样本序列的正交分量；
截取最大功率的位置n＝i,i+1,i+2,…,i+N-1，计算
Figure FDA0002633856010000031
使n<i和n>i+N-1时，下式成立：
Figure FDA0002633856010000032
此时，计算发射样本的相位曲线：
Figure FDA0002633856010000033
其中，θx(n)为计算得到的数字下变频后的数字复基带发射样本序列的相位，θ(n)为残余中频和脉内频变引起的相位序列，θ0为数字下变频后的数字复基带发射样本序列n＝0时的初相值；
对θx(n)进行1阶拟合，得到一个新的相位序列θy(n)＝θfit(n)+θ0，认为θy(n)为发射样本相位真值
Figure FDA0002633856010000034
去除脉内线性调频的测量值的θx(n)；
假设，n为整个距离扫描的距离库数，最远距离为M-1，n＝0,1,2,3,…,M-1相位信息不计幅度的影响，则测量得到的发射样本序列重构1个距离扫描的过采样复基带信号为：
Figure FDA0002633856010000035
其中，θy(n)为拟合得到的数字下变频后的数字复基带发射样本的相位序列，由通过θx(n)进行拟合得到的相位序列θfit(n)和初相值θ0构成，θR为目标的距离相位变化项，R为目标的距离，fc为雷达工作频率，fs为采样率：
Figure FDA0002633856010000041
b.残余中频消除
测量得到的回波的过采样复基带信号为：
Figure FDA0002633856010000042
Figure FDA0002633856010000043
其中，xH(n)为测量得到的数字下变频后的数字复基带水平偏振回波信号序列，xV(n)为测量得到的数字下变频后的数字复基带垂直偏振回波信号序列，对应的IH(n)、QH(n)分别为水平偏振的数字复基带回波信号序列的同相分量和正交分量，IV(n)、QV(n)分别为垂直偏振的数字复基带回波信号序列的同相分量和正交分量，aH(n)、aV(n)分别为数字下变频后的数字复基带回波信号序列的幅值；
n为整个距离扫描的距离库数，最远距离为M-1，n＝0,1,2,3,…,M-1，θR为目标的距离相位变化项，θd为目标的多普勒频移，通过调制性质去除残余中频及随机初相，得到新序列yH(n)为：
Figure FDA0002633856010000044
这里，θu(n)为脉内线性调频造成的相位序列：
Figure FDA0002633856010000045
这时，θu(n)为脉内线性调频造成的相位序列，则去除残余中频及随机初相的水平偏振序列yH(n)为：
Figure FDA0002633856010000046
同理，去除残余中频及随机初相的垂直偏振序列yV(n)为：
Figure FDA0002633856010000051
c.随机初始相位消除
随机初始相位消除采用匹配滤波的方式实现，yH(n)和yV(n)经过移频剔除了中频残差，被认为是零中频信号，所以发射样本脉冲也需要做相同的移频处理得到零中频的发射样本信号yT(n)，H通道和V通道匹配滤波的方法如下：
Figure FDA0002633856010000052
Figure FDA0002633856010000053
其中，DHO(n)为匹配滤波后的数字零中频水平偏振回波信号序列，DVO(n)为匹配滤波后的数字零中频垂直偏振回波信号序列，
Figure FDA0002633856010000054
为经过移频剔除了中频残差的数字零中频发射样本信号的复共轭序列；
上述公式中由于yH(n)、yV(n)和yT(n)都是复信号，所以每个滤波器由四个实数滤波器构成，分别是FilterII，FilterIQ，FilterQI，FilterQQ，由于滤波器系数个数为58个，且不能采用对称结构，所以H/V两个通道共需要58*8＝464个乘法器，资源消耗量非常大，可以通过提高滤波器的工作时钟来降低运算量的需求；
d.数据率抽取
步骤a-步骤c中，数据率都等于中频信号采样率，即为104.166MHz，且为0中频的基带信号，但是雷达的带宽反比与信号时宽，即1/0.56us，等于1.8MHz。
5.如权利要求1所述的磁控管雷达接收相参数字处理方法，其特征在于，由FPGA、DSP或通用计算机以硬件或软件方式实现。
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